　まず、なぜ３段アンプなのかという理由の薀蓄です。通常、トリオや八重洲（ん？ケンウッドとバーテックスの昔の名前です）の真空管機のアンプ部は、オールバンドミクサー（６ＡＷ８とかのパワーのある５極管）のあとは、１２ＢＹ７Ａがデファクトのドライバー（コリンズは歪のいい６ＣＬ６）、６ＪＳ６、６ＫＤ６、６１４６とかのファイナルの２段構成が一般的でした。これは、当時としては現実的な最適解だったのでしょうが、ファイナル２球をドライブするには、１２ＢＹ７Ａではぎりぎりで、ぼけてくると２８ＭＨｚなんかはパワー不足に悩まされたようです。また、スプリアス特性の良好ではない５極管ミクサーを使うのも、ミクサーゲインを一番に重視していたからだと推測できます。

　こういった５極管アンバランスドミクサーを使って７０ＭＨｚものルーフィングＩＦ領域からＨＦ帯にダウンコンバートというのは、ある程度のハイレベル動作なので、利得、歪率的には、まったく余裕がなくなってしまうのではないかと危惧したのです。ミクサーは低レベル動作のほうが歪は少ないので、ＶＨＦ管を使って理想動作させて、ミクサー出力を十分にフィルタリングして、得られた低レベル信号をゆっくり増幅していくか！という構想です。また、少し色気もあって、うまくいくなら、今までにやったことの無い高等テクニックであるＲＦ－ＮＦＢにもチャレンジしたい・・・（実はこれが真の理由）というので、ゲイン的に余裕のある３段構成になっています。ＲＦ-ＮＦＢは、けっこう配置にも気を使わないと実現できないので、もともとそういった構想で配置を考えていませんから、最悪、動作が安定しなければ止めちまえばいいと、気楽なもんです。そのときはプリドライバーの利得を抑えるわけですが、ここはＡＬＣも掛けられるようにリモートカットオフ管を使うので、そんなことは朝飯前です。

　で、球の種類ですが、ちょっとマニアックです。プリドライバーは６ＤＣ６を使いました。これはコリンズが好んで使った球で、６ＢＡ６と６ＢＺ６の中間的なＧｍをもち、リモートカットオフ領域のＶｇ-Gm曲線の直線領域が広い＝ダイナミックレンジが大きい、まさにマニアが喜ぶ球です。実際はその差は知覚できるようなものではないかも知れませんが、要は薀蓄ですね。以下の図はHJ８１のJH1TKX海老沢OMのコリンズ75A-4礼賛記事のP１３から拝借してきた図です。６DC6のリニアリティのよさが際立つ図となっていますが、IM特性で見るとどうなるのか興味のあるところではあります。

　次の１２ＢＹ７Ａはポピュラーなのでなんのコメントもありませんが、次の１２ＤＱ６Ｂの動作時Ｖｇ電圧が２８Ｖ近辺で、あまり深いバイアスではないため、ＡＢ１級なら+/-２０数ボルトを振れればいいわけで、あまりパワーが要りません。ですから、コリンズの好きな６ＣＬ６を持ってくるまでもなく、ちょっと華奢な１２BＹ７で十分というわけです。これが、６１４６Ｂのように+/-５０Ｖもスイングが必要だと、ちょっと考えてしまいます。また、実は、このＴＲＸは、ハムの混入を避けるため、ヒーターは１２Ｖの直流点火を採用しているので６．３Ｖのヒータ大飯食らい管は避けたいという理由もあります。

左から6CL6 12GN7,12BY7といったドライバー管

12GN7はゲインが異常に高く発振を抑えるのに苦労する

　さて、ファイナルはちょっと変わった真空管です。いままでに製作記事にもほとんど出てきていないと思います。オリジナルは６ＤＱ６Ｂですが、その１２Ｖ管です。　６ＤＱ６Ｂ（東芝製！）も４本もあるので、１２ＤＱ６Ｂがぼけたら、ヒーターを工夫して６ＤＱ６Ｂも使うかもしれません。素性ですが、これはプレート損失を考えると、白黒ＴＶ後期の水平出力管だと思われます。詳しく調べたわけではないので、必要なら皆さんで探してください。そのプレート損失ですが、わずかに１８Ｗです。６１４６Ｂの２７Ｗ、６ＪＳ６Ｃの３０Ｗ、６ＫＤ６の３３Ｗ、６ＬＦ６の４０Ｗに比べれば、まさに小中学生と大人くらいの差があります。

左から12DQ6 6DQ6 12DQ6(いずれも東芝製）

けっこう貴重です

　６ＪＳ６Ｃ（東芝）も６KD６（東芝）も持っているのですが、いかんせん、すでに高価な真空管です。新品なら５０００円以上もします（下の写真の６JＳ６と６KD６は６００円でしたが・・・(笑））。まぁ、パワーが欲しければ、６ＬＦ６×２で２００Ｗpepも可能でしょうが、ここは一本１０ドル近辺のお安い猫またぎ（？）パワー管に活躍してもらいます。おっと、なかなか理由に行き着かないですね。採用理由としたソースはとんでもなく古い情報です。下になんと国会図書館まで行ってコピーしてきた、名著「アマチュア無線の新技術」　ＪＡ１ＡＣＢ難波田ＯＭ（著）　から拾ったグラフを示します。

　このグラフ、図題には６ＤＱ５の特性と書いてありますが、明らかな誤植です。文脈から容易に想像ができます。図を見れば一目瞭然なのですが、歪率特性が６ＤＱ６Ｂは相当にいいのです。これが、ファイナルの選択理由です。ＡＣＢ難波田さんに言わせると、６１４６なんか歪の点では「糞食らえ」だそうですから、穏やかではありません（文中に明記されています）。これを下に示します。おっしゃるとおり、かなりつらい特性です。ただ、気になるのはプレート電圧が５００Vで測定しているので、ちょっと不利な動作条件なのかもしれないとは思います。通常は８００V近辺を掛けるはずですが、それでも、当時の記事には、６１４６×２でPEP出力比-２５ｄB＠100Wが相場だったように思いますので、あまり良くない特性であることには変わりがありません。となりの８０７は、若干よさそうですが、５００Vではパワーが出てこないとACB難波田さんは嘆いていました。

　コリンズの機器は、基本は６１４６系統ですから、Ｓ２００１も含めて考えても、ＲＦ－ＮＦＢは必須だというのは、もっともらしい薀蓄ですね。私も、この機器の前身の７ＭＨｚトランシーバでは６１４６Ｂを使っていましたが、当時はスペアナなんて持っていなかったので、どんな特性で動かしていたのでしょうか？一方で、メーカー製機器ですが、ＮＦＢ無しのトリオの機器（Ｓ２００１がファイナル）を増幅型ＡＬＣのメータをがんがん振らせて運用してたと思うと、けっこうぞっとします(笑）。また、昔のＣＱ誌とかの自作記事には、６ＤＱ５も「パワーが取れる」とか言ってたくさん使われていたようですが、これもひどい特性だったのでしょうね。２Ｅ２６に至っては、こりゃ、ＳＳＢは無理でしょ？というＣクラス管だったのです。私の最初の無線機であるスカイエリート６（ＡＭ機なので当然Ｃクラス動作）のファイナルで有名でしたが（うーん脱線）。その２E26もついでに載せておきましょう。

　回路図は、当時の真空管ＳＳＢＴＲＸの標準的な回路を持ってきました。３ステージのマルチバンドアンプというとコリンズのＫＷＭ－２、ＴＸでは３２Ｓ－Ｘ（Ｘ＝１～３）が有名です。これを意識はしていますが、回路的にはファイナルは相変わらずＪＡ１ＡＥＡ鈴木さんの７ＭＨｚシングルバンダーからの転記です。ですからあまりコメントできるようなＰＷＺ的特徴点はありません。オーソドックスな回路だと思います。

　と言ってしまっては終わってしまうのですが、それでも、あまり特徴と呼べるものはありません。真空管で昔取った篠塚（←ぷぷ！古すぎ！）の方々（５０歳以上かなぁ）には改めて説明の必要も無いでしょう。一方、ＹＭさんで真空管機は写真で見たことがあるが、実際にいじったことが無い・・・というかたも多いと思います。当方は、そういう方々に初歩からわかりやすくご説明できるほどの技量はありませんので、恐縮ですが、自助努力で動作原理とかはお調べになっていただきたく思います。

　次は製作の様子です。本機は４バンド（３．５～２１ＭＨｚ）ですが、バンド切り替えには同軸のロータリースイッチを使っていません。６ＤＣ６と１２ＢＹ７Ａのプレート同調回路は独立した単段のロータリーＳＷで構成しています。そのため、シールドの構造が大変簡略化できました。これは、もともと、このシャーシが７ＭＨｚのシングルバンダーを作ったものだったので、６ＤＣ６の位置には３０ｍｍ角の大きなＩＦＴがあって、それは４５５ＫＨｚから７ＭＨｚにアップする１２ＡＴ７のミクサーの負荷共振回路になっていました。このような大改造（シングルバンダー→マルチバンダー）をしたため、インライン配置ができずに同軸ロータリーＳＷは使えませんでした。ですから、パネル面にはバンド切り替えＳＷが２つあるという、ある意味「間抜け」な面になっています（大笑）。

ファイナルのπマッチのタンクコイルのタップ切り替えは、同軸リレーを使っています。コールドエンド側なのと、交流なので、あまり気にはしていませんが、ちょっとスリリングな使い方です。プレートのホットエンドは５００Ｖｐ-ｐ、πマッチ回路の出力側（コールドエンド）でも１００Ｖｐ-ｐくらいの電圧振幅がありますので、よい子は絶対に真似しないでくださいね。保証はまったく出来かねますので。事故が起きても当局は知りません。自己責任でお願いいたします。でもフルパワーで５分とか送信している分には何事も起きません。それ以上やると、真空管のほうが先にのびてしまいそうなので、今のところはこれで静観しています。

　各バンド１０Ｗ×２のキャリア出力状態です。ＰＥＰ出力は４０Ｗということになります。終端は５０オームのダミーロードです。バイアスは-２８Ｖ、プレート電圧は５２０Ｖ、同電流は７５～８５ｍＡの間になっています。ベースカレントは４０ｍＡ近辺です。効率は、５０％内外で、ＡＢ１クラスとしてはこんなものでしょうか？各パラメータは一応、「アマチュア無線の新技術」に記載された条件どおりに設定しています。

　ＩＭ特性は最低-３０ｄＢは確保できているので、真空管としてはそれなりにまともな特性なのかな？とも思っています。中には７ＭＨｚでは驚異的な-４０ｄＢなんて値が取れていますが、これは特異点でしょう。ところで昔のＩＭ表示は出力キャリアとＩＭ３レベルとの比ではなくて、ＰＥＰ出力とＩＭ３レベルの比で見ていたような記憶があります。ＰＥＰ比だと、現行の測定法に比べて、６ｄＢも値がよくなります。

　そういえば、裸の（ＮＦＢが無いという意味）６１４６ＢパラレルでＰＥＰ１００Ｗ時、ＩＭ３レベルは-２５ｄＢが相場だったように思いますが、この値がＰＥＰ比だとすると、現行の測定法に焼き直せば-１９ｄＢということになるのでしょうか？・・・ずいぶんと悪い値なのかなぁ？と考え込んでいます。このあたり知見のあるかたのアドバイスをいただけると幸いです。

　余談ですが、下に示すようにＦＴ-２０００とかでも、ＰＥＰ２００Ｗ時のＩＭ３レベルは微妙に-３０ｄＢを達成できては「いない」のですね。ＰＥＰ７５ＷでＡクラスといってもＩＭ３は-38ｄＢくらいです。うーん、これも微妙な特性ですな。さっすがにＳＤ２９３１というぶっ飛びのじゃじゃ馬は、どちらかというとリニア動作には向いていないだろうか？（って脱線か：笑）

＜Ｂａｌａｎｃｅｄ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ①＞　【2012.4.１】

　さて、ＤＤＳばかりいじっていると飽きが来たので、大昔に作った７３６０のバランスドモジュレータを取り出してみました。今日はそのサワリということでアップしてみます。もし、詳しく特性を取るのであればそのデータ、あるいは調整上のノウハウ等は追って書き足していこうと思います。下の写真はそのモジュールで、７３６０のＢＭの横にＴＸ-ＩＦアンプも実装してあるようです。これは６ＢＡ６を用いたＡＬＣ用アンプみたいですね。かなりアクロバティックな実装をしていて、ここでも真空管空中配線を地で行っています（笑）。

　これを見ていて、どーもこのモジュールでいろいろ切った張ったをやると、しまいにゃ銅薄が剥離してしまうかもしれないと思って、いろいろ調整するための実験台を新たに作ることにしました。といっても同じくバラックセットで、いろいろな部分の調整をするためのモジュールです。それを下に示します。いろいろ調整したあとに、うまくいったノウハウを上記のモジュールに移植して、最終系に持って行こうという魂胆です。

　ということなので、最終モジュールより部品の切った貼ったがやりやすいように余裕を持って作ってみました。電圧の掛からない、プレート、Ｇ２以外はほとんどＴＲ部品で組んでいます。

ＴＲＸの実装を想定している７３６０ＢＭモジュールの回路図

　まずは、最初の回路図です。これはＪＡ１ＢＨＧ岩上ＯＭが大昔に発表された記事から、ちょっと定数を変更して使っています。キャリアはＧ１に、Ａｕｄｉｏ信号は偏向電極にアンバランスで印加しています。プレート回路はバランスを取るために、ＣとＲを可変できるようにしています。もちろん、偏向電極のＶＲも大きくキャリアサプレッションには利いてきます。出力コイルのリンクコイルは次段は６ＢＡ６のハイインピーダンスで受けるので、ちょっと巻き数を多くしています。

７３６０のＢＭモジュールのツートーン波形

縦軸：0.2Ｖ/ｄｉｖ

　これは、入力に１ｋＨｚのシングルトーンを入れて、７３６０のリンクコイル出力を見たものです。０．２Ｖ/ｄｉｖで見ています。きれいなＤＳＢ波形が見えます。キャリアリークは下に示すように－５５ｄＢくらいの状態です。キャリアリークに関しては、このあと８素子の切れのいいフィルタで-30ｄＢくらいは稼げそうなのであまり気にしなくてもいいかもしれません。このくらいになって初めてツートーンのクロスが点に見えます。また、ひずみが少ないので、サインカーブの微妙なラインが崩れていません。これがＰＡ出力なら言うこと無いのですがねぇ（大笑）。

７３６０のＢＭモジュールスペクトラム

１ｋＨｚのトーン入力
Fo:9MHz Span:10kHz

　上図は同じくリンク出力をハイインピーダンスプローブで受けて表示させたものです。こう見るとキャリアの周辺がすこしざわついていますが、たぶん、ヒーターハムの混入です。まだ、ＤＣ点火はしていませんが、本体実装時は、受信用プロダクト検波器にも７３６０を使うため、ヒーターはシリーズ接続してＤＣ点火の予定です。これを見ると、どうもオーディオトーン信号に高調波が-６０ｄＢくらいはありそうで、フィルタを通してＳＳＢ化したときのツートーン信号に用いるにはオーディオ信号発生器の調整が必要かもしれません。

　条件とかまったく記入していないのは、「とりあえず使えそうだ」ということを確認したので、これからデータの集積を行おうと思ったからです。この７３６０のＢＭの場合、リニアリティもキャリアサプレッションも良好なのですが、やはり経年・温度変化に対する対策を考えておかないといけません。それらについてはこれ以降にＵＰしていくことにいたします。

　だいぶ時間がたってしまいました。亀の歩みではありますが、少しずつは進展しています。あまり早く終わると次のお遊びアイテムが無くなるなんて言い訳して、遅い進捗を楽しんでいます。今回は、ＭＯＤ～ＡＬＣ増幅器～ＩＦフィルターまでを書いておきます。

　ＭＯＤに関しては、本当に７３６０を使えるかどうか検討していました。調子こいて、日立の国産７３６０を集め始めて、ついに３本になってしまいました。一本は新品相当で１２００円、もう一本はオクで中古が１４００円でした。ところで、最近、あちこちで出品されている買い手のつかないＲＣＡの７３６０の中には、特性の非常に悪いものが、かなりの確率で紛れ込んでいるのを憂慮しています。

所有する７３６０の「一部」

左から４本はＲＣＡの大昔からのコレクション、真ん中３本は北方モノ
灰色プレートはＨＩＴＡＣＨ製、右端の二本はＦＴＤＸ-ＴＲＣＶからの抜き取り品
これ以外にＴＲＸに実装中のＨＩＴＡＣＨとＲＣＡの初期物の２本がある。

　私の所有するＲＣＡの７３６０は９本ありますが、そのうちの３本は歪みが悪いか、キャリアサプレッションが落ちないという状況です。この７３６０の素性は、６本が３０年も前の大昔から機会があるごとに一本ずつ買いためたもので、残りの３本は最近（といっても数年前）まとめて北方から輸入？したものです。ＦＴ－４０１に入っていたＲＣＡ７３６０の２本もこの「大昔もの」に含まれます。あとは、先の日立製の３本ですか、なんと合計で１２本にも積みあがっているのですね。びっくりです（笑）。ある時期は７３６０を４本使ったＴＲＣＶを作ろうかと思っていたので、このくらいは要ると思って集めていたのでしょう（笑）。ＭＯＤはそれらのうち、一番厳しい条件が要求されるので、日立製の７３６０を使うことにしました。受信のプロダクト検波はそれなりの特性でいいので、まぁ、昔の７３６０でいいでしょう。でも北方の７３６０はもう使う気になりません（笑）。

　回路はこんな感じです。以前にＭＯＤの部分をアップしましたが、それにＡＬＣ増幅器兼インピーダンス変換回路＆フィルタが追加になっています。ＭＯＤの部分は実験時と殆ど同じ形になっています。プレート回路はＤＣカットした上で、ＴＲ用の同調トランスを使っていますが、こんな使い方も、正統派真空管族の皆様から見たら「唖然」とされる回路なのでしょうね。このリンクコイルは、受けがＨｉインピなので、もう少し多巻きにしてゲインをかせいでもいいかなとは思っていましたが、あまりレベルを上げても、どうせ小信号増幅の６ＢＡ６で歪むので、こんな回数になっています。

　あと、６ＢＡ６のＡＬＣアンプですが、音声信号のピークで発生する、パワー管（１２ＤＱ６Ｂ）のグリッド電流のスパイクを時定数処理してフィードバックするのですが、その入力がＧ１です。プレート回路はＤＣカットのリンクつき同調回路で、インピーダンス変換をしています。

　これにたどり着くまで、πーＬ回路等を弄っていたのですが、どーもうまくマッチングが取れず、レベル、歪みともに満足がいきませんでした。こんな小信号管のプレート負荷は数１０ｋΩ以上になるのでしょうが、これをフィルタの５０Ω近辺に一気にステップダウンするのは、ちょっと無理があるのでしょうか？

　ＩＦフィルタの入力インピーダンスは、ここに示したように、８０＋（０～３０）ｊΩで、ほとんど虚数部がないため、リンクコイルによるインピーダンス変換が最適なのでしょう。それは、ここで示したとおりです。

　ということで、この回路の部分の写真が上記になります。全体との関係はここを参照ください。６ＢＡ６のプレート同調コイルはＭＯＤユニットの外部（＝ＴＲＸの共通シャーシー部）に、苦労して搭載する羽目になってしまいました。

　これは、なんでしょう？ってただのポテンショメータなのですが、回路図上は偏向電圧のバランサーということになっています。大昔の八重洲の７３６０ＭＯＤ搭載機（ＦＴ－２００、ＦＴ－４０Ｘシリーズ）の回路を見ると、キャリアサプレッションの調整をこの抵抗でやってるようで、背面から調整できるようになっています。はじめ、キャリアサプレッションの安定度は、特にハイフレ（＝死語ですね。Ｈｉｇｈ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙのこと。４５５ｋＨｚのＭＦに対して５～１１ＭＨｚのＣＦはこう言っていた）の場合、どれくらいなののか不安だったのでＭＯＤの基板近くにボリュームを置いて、延長軸でフロントパネルに導こうと画策していました。その名残が、ここのアクロバティック配線なのです。

　しかし、普通のＶＲでは、感度が高すぎて、すぐにキャリアサプレッションの状況が変わってしまうことが分かりました。ということなので、１０回転のポテンショメータを使って、それもフロントパネルに引き出しました。これで、いつでもキャリアサプレッションの調整ができます。この変更のあおりを受けて、ＴＸオールバンドミクサーの負荷同調回路群との干渉が発生し、えいやっと力ずくで実装しています（笑）。

キャリアリークを作為的に生成

マーカーのある９．００１５ＭＨｚにキャリアが漏出

　例えば、キャリア調整をオフバランスさせると、ＩＦフィルタ（キャリア点でおよそ－３０ｄＢの減衰量）を通していてもこんな感じでリークしてきます。これを

　↑になるように調整するわけです。若干クリティカルですが、確実にヌル点を捉えることができます。実際は、プレート回路のＶＣ（８ｐＦ）やＶＲ（5kΩ）によってもヌル点は変わってきますが、この３者を微調整して、ヌル点を追い込んだあとは、７３６０のプレートのＶＣ／ＶＲを固定して、このポテンショメータだけで（フィルタの減衰量込みですが）－８５ｄＢくらいまで落とすことが可能です。プレート回路のＶＣ/ＶＲの安定性に関してはこれから調査しなければならない課題です。

　あと、６ＢＡ６の動作点を歪みベースで微調整することで、上記のような状態に至ることができました。これからは、如何にＰＡまで歪まないで周波数変換（ＵＰ＆ＤＮ）し、増幅していくかということになります。まだまだ、一筋縄には行きそうに無いですが・・・・・

＜ＵＰ/ＤＯＷＮ　ＣＯＮＶＥＲＳＩＯＮ　ＭＩＸＥＲ＞　【2013.1.5】

　ＤＢＭとそのバッファを経た信号がＩＦフィルタを通過すると、いっぱしのＳＳＢ信号を得ることができます。本ブロックでは生成されたルーフィングフィルタの周波数まで持ち上げ（アップコンバート）て、そこからＨＡＭバンドにダウンコンバートするブロックです。なんで、こんな面倒な作業をするかは、ここまでお付き合いしていただいた聡明な皆様なら、いまさら説明をする必要はありません。しかしながら、飛び込みでやってくる方も居ると思うので、簡単にコメントしておきます。

　いわゆる昔の真空管機で実用性のある周波数変換構成といえば、コリンズタイプのダブルコンバージョンか、あるいはプリミクスのシングルコンバージョンという構成でしょう。コリンズタイプは４５５ｋＨｚあるいはＨＦの低い周波数（3.9ＭＨｚ帯とか）でＳＳＢ生成を行って、一旦、スプリアスの出にくいＨＦのＩＦにコンバージョンしたあと、アマチュアＨＦバンドに変換します。プリミクスは比較的高い周波数（9ＭＨｚとか）のフィルタで生成されるＳＳＢ信号を一回の周波数変換でハムバンドに変換する方法です。

　この場合、いずれにおいてもＨＦ帯で周波数混合を繰り返すために、スプリアスが極めて多くなり、その抑圧には苦労します。バンドとＩＦ周波数をうまく選択したとしても、ＶＦＯやローカルの高調波が複雑に絡んで、なかなか希望波信号の抽出が難しいのです。ミクサー管のあとドライバーまでの２段の単同調回路という、当時のティピカルな構成では十分なスプリアス抑圧が難しかったのです。たしか昔はＴＸのスプリアスは－４０ｄＢが電波法上の規格でしたから、そんなものでも、まぁ、ぎりぎり規格をクリアするだけならＯＫでした。

　ただし、現在においては電波法も改正されて、スプリアス規格は－５０ｄＢになっていて、殆どの真空管機器はこれを完全に満たすことは難しいでしょう。すでに保証認定を取ってあるものであればそのまま使い続けられるようですが、新たに申請するには、ちゃんと対策を取って置かないといけません。ということで、真空管機器を作り始める時点で、スプリアスに関しては十分な対策が必要となります。いまさら昔のコリンズタイプやプリミクサータイプの機器のデッドコピーを「新たに」自作しても、それは回顧趣味という以外にその存在意義は殆ど無いといえます。

　ところで、アップコンバージョンにすると、アップ、ダウンコンバージョン用のローカルの高次スプリアスの影響は、あまり考える必要がありません。ＨＦのハムバンドに信号をダウンコンバートする時点で、ＨＦ帯域から消えてなくなります。これが理解できないと、この先を読んでも無駄ですので、算数でサイン波の加減算をやってみて理解してください。また、ルーフィングフィルタにＬＣではなく、それなりの減衰量を持つＸＦを用いることで、余計なローカルの近傍スプリアスの抑圧も期待できます。

　という能書きはさておき、肝心の回路図に進みましょう。

　一見して目に付く特徴はプッシュプルのバランス回路ということです。ローカルリークや高次の高調波の生成の観点から、プッシュプルのバランス回路を採用していますが、この方式は利得も多く稼げて、けっこう好都合です。もっとも、アップコンバージョンはこういった用途には適材の６Ｊ６を用いていますが、ダウンコンバージョンは利得重視で６９３９などというＵＨＦパワー管を採用して有ります。まぁ、６Ｊ６は５００ＭＨｚまで使用可能と言っていますが、ハンドリングできるパワーはごく低いです。なんせ、今回の回路はフィルター類が５０Ω系統のものを多く使っているので、受信用真空管では極めて扱いずらいインピーダンス系です。ＩＭＤに留意して構成しようとすると、２ＳＫ１２５のプッシュプルミクサーより特性が劣悪かもしれません。しかし、全ての系をハイインピーダンスで設計すると、配置の自由度を失って、本機のような高密度実装はむつかしくなります。まぁ、設計思想の問題ですが、スペアナとか測定系との整合を考えると、ローインピーダンスのインターフェースも捨てたものではありません。

　そういう意味で取り立てて特別な部分はありません。いままでよく使ってきた、プッシュプルミクサーです。６９３９のプレート側同調トランスは、バランス型が必要ですが、必殺のシリーズレゾネータ方式になっています。これはこれで、マルチバンド化には使いやすい回路だと思います（自画自賛）。トランス類は、回路全体で漏れ磁束の少ないトロイダルコアやシールド付の１０Ｋコイルを多用しています。これは、無用な結合を減らす上で大いに役立っていると思われます。

実装の様子

相変わらずの高密度実装です
三本の真空管は、右上が６Ｊ６、左上が６９３９、下が５６８７（ＲＸ）のいずれもバランスドミクサー

　これは、アップコンバージョンの６Ｊ６（右側）とオールバンドミクサーの６９３９（左側）とその間に空間のある配置を示しています。本来はこの空間にルーフィングフィルタを実装するつもりだったのですが、寸法上はギリギリになり、メンテナンスを考えて、シャーシー下の基板に追い出してしまいました。こんなことができるのも、５０Ω系の低いインピーダンスのインターフェースを採用しているからです。そんなことを言っても、真空管を本来持っている特性をうまく生かして最適動作」させているかというと、これには応えることができそうにありません。

６Ｊ６の外観

猫またぎ管にふさわしい貧相な外観（笑）！

６Ｊ６のアップコンバージョンミクサーの実験時の様子

大昔の写真で、去年の今頃、ＵＰＣミクサーの実験を始めた頃の様子です

　これは初出演の６Ｊ６です。同じく、６Ｊ６を使った、初期のアップコンバージョンミクサーの実験の様子の写真も出てきたので、載せて置きます。６Ｊ６は猫またぎ管の極致で、誰も振り向こうとしない球ですね。この球はカソードが共通なので、用途が限られていますが、今回のようなハイフリケンシーのミクサー用途には最適です。ただ、ちょっとヒータ電流が多い（0.45Ａ）のはどうにかならないものかな・・・という感じがします。６９３９は以前に見たように、低歪みのミクサー用途には全く持って不適な球ですが、動作レベルを下げて影響の少ない範囲で使ってみました。６Ｊ６と同じく（真空管としては）高い周波数を物ともしない高ゲイン特性が魅力なのです。この球球（！）は６９３９はＮＨＫの放出品のジャンクが数本、Ｃｙｔｅｃｈの内田さんから購入したものが２本ありますが、いずれも良好に動作します。６Ｊ６はＡＥＳの新品やら国内で調達したジャンクやら多数本有していますが、まぁ動作は殆ど一緒でした。

ルーフィングフィルタの外観

これはシャーシー内部に追い出してしまった
真空管回路だが、低インピーダンスなので、こんなことも可能になる

　このＩＦフィルタは大昔にオクで手に入れたジャンクですが、なんでもＮＲＤ５０５だかに使われていたフィルタという触れ込みでした。当時は注目を浴びてなかったのか、かなりの廉価で入手できました。入手以来、何に使おうか迷っていましたが、ここに来て、晴れの舞台に登場することができました。

　これはネットで拾ってきた「その」ＮＲＤ５０５の回路図ですが、どうも、インターフェースしている回路を見ると、ＩＦフィルタがローインピーダンスなのか疑うような回路構成になっていますね。なんだかオープンに近い受けになっているようだし。送り出しのピンピーダンスも高そうな感じがするし・・・・どうなのでしょうねぇ。ということで、フィルタをネットアナの餌食にしてみます。

　ついでといってはなんですが、スカラーネットアナ？であるＴＧ+スペアナで伝送特性をあたっておきます（って、ＶＮＡ2.6と同じですが：笑）。

ルーフィングフィルタの特性（ＴＲ4171）

Ｇａｉｎ（Ｓｐａｎ：25ｋＨｚ、1ＭＨｚ）＆Ｄｅｌａｙ（Ｓｐａｎ：25ｋＨｚ）　
70.45ＭＨｚの表示はスパンを1ＭＨｚにして、広帯域のＧａｉｎ特性を取った時の表示でご愛嬌。
実際には70.455ＭＨｚになっているのはＧａｉｎのひしゃげ方をＶＮＡ2.6の図と見比べれば解る。

　ＮＲＤ５０５の回路から想像されるＩＦフィルタの整合インピーダンスは高めなのですが、ご覧のとおり、このフィルタのインピーダンスはＲｅａｌ　30+/-20Ω＋ｉｍａｇｅ　15+/-20Ω　という低インピーダンスですので、Ｓ11-｜Ｚ｜とＳ11-Ｒｅａｌ_Ｚを比較してみると、ほとんど抵抗性です。５０Ωではないところが微妙なのですが、これを見て、整合にはリンクコイルが最適だと考えました。リンクコイルも同調トランスが共振している周波数では、Ｉｍａｇｅ_Zがゼロになるからです。これは、ＭＯＤバッファのところで検討した結果と同様です。

　帯域外領域のスプリアス応答はかなりあるのですが、ＴＸのみの使用となるので、このフィルタの減衰量の少ないジャストの周波数に、ローカルのスプリアスが見られなければ、ＩＦフィルタのスプリアスレスポンス応答は全く考慮に入れる必要がありません。ＭＣＦ型のフィルタの場合、高域にこのような特性の乱れは、残念ながら不可避なので、用途に応じて考慮しなければならない場合もあります。例えば、受信ルーフィングフィルタに使った場合、２ｎｄ　ＩＦのイメージ周波数にフィルタのスプリアス応答があると、受信機としてのスプリアス応答特性に悪影響を及ぼします。ここでは、ＴＸ用なのでまったく考慮の必要は無いですが。

さて、肝心のＩＭを取っておきます。以下のとおり-60ｄＢ近くのＩＭ３を得ようとすると出力は-15ｄＢｍがせいぜいとなります。２１ＭＨｚではそこまでもいかないことになります。まぁ、それならばこのレベルダイヤでこのあと進んで行くしかありません。原因は変調器でゲインロスを減らして最大出力付近を狙うと、ＩＭＤが-50ｄＢくらいしか得られないことによります。参考までに↓のＩＭＤ特性の時の変調器の入力信号のＩＭＤを文末に載せて置きます。ハイインピーダンス入力のＡＰＢ-３を使っています。７３６０ドライブには普通のＯＰＡ（ＴＬ082）を使っていますが、ここでは殆どひずんでいないので、低歪の７３６０といえど万能ではないことが解ります。ちなみに使っているのは特性のいい国産日立製です。ＲＣＡのもので、とくに新しげなものは、ひどいのが紛れ込んでいることがありますが（苦笑）。

＜参考＞　Ａｕｄio信号の７３６０入力ポイントのＩＭＤ　（ＡＰＢ-3による）

ＡＰＢ３の実戦デビュー第一弾です
およそＨＦまでですが、これは便利に使えそうです

　さて、次はメモ代わりにＨＦ帯のスプリアスを見てみました。オールバンドミクサー出力は、単同調回路そのものしかないので、ＨＦ帯のスプリアス抑圧能力は殆ど期待ができません。このようにスプリアスが少ないのはＩＦ（７０．４５５ＭＨｚ）とアッパーＬｏｃａｌの差分でバンド出力を得ることによる成果です。ＩＦ，Ｌｏの高調波同士のミックスダウン妨害がＨＦに落ちないという根源的な理由により、低スプリアスになっています。なにしろ、送信側のオールバンドローカルは帯域制限をまったくしていないのに、このような特性が得られます。 他のバンドでは、若干スプリアスが増加しますが、なんせ、オールバンドローカル（ダウンコンバージョン用ローカル）は受信側と異なり、さぼって帯域制限をまったくしていないので、必要なら、少しのフィルタを追加すれば、撲滅できると思います。これは、次の送信/受信共通のオールバンドＢＰＦを通したあとに、なにかあれば（＝気になるスプリアスが残っていれば）追加で送信ローカル系にフィルタリングを強化することも考えることにします。

　ただ、ＩＦ、Ｌｏｃａｌの基本波は大きく漏れてきます。これについては、繰り返しになりますが、この後に続くＤＷＭさんフィルタで構成する集中ＢＰＦ回路（送信/受信共通のオールバンドＢＰＦ）と３段ストレートアンプ（単同調×３+終段のπ型ＬＰＦ）で抑圧していく算段になっています。

スプリアス特性（3.5ＭＨｚ）

たまたまですが、３．５ＭＨｚは驚異的にスプリアスが少ない。このあと、ＤＷＭさんフィルタは不要かも（笑）

＜送信部の動作を見る＞　【2013.6.2】

　しばらくの間、スペアナ関連の話題が続いたので、そろそろ気分転換をかねて真空管ＵＰＣ機に戻っていきましょう。まずは今の状況を見ておきます。下の写真のように、ＴＲＸとして動作するところまでは来ました。あとは、細部の詰めということになりますが、ここではＴＸの基本的な部分を見ておきましょう。

　本当に久しぶりにスペアナ弄りとＴＧ製作にいそしんでいたわけですが、それも一段落したので、4月末くらいから真空管ＵＰＣ機に戻ってはいました。但し、4ヶ月近くほおっておいたせいか、なかなか状況が思い出せず、ヒータ電源ラインをショートさせたりして、またレギュレータを飛ばしてしまうなど、なんだか立ち上がりの調子がイマイチです。ただ、あとは、途中になっていたダウンコンバージョンミクサーの出力を送受信共用のＤＷＭさんフィルタと、3連ストレートアンプに通せば一丁あがりだろうと、安易に考えていたのが、まったくそうではありませんでした。

　昔は単体の3段ストレートアンプをＳＳＧでドライブすると、ここに示すような特性が出ていたのですが、今見ると、どうも少し劣化しているようなのです。おまけに全体をつなげてドライブすると思わぬスプリアスに見舞われて往生するはめに陥りました。これらについての対処記をメモっておきます。

　まずは、スプリアスですが、これは、ダウンコンバージョンミクサー（いわゆるエキサイター）出力のスプリアスの少なさに感心していたのですが、そのアトに５０ｄＢ以上もゲインのある3段ストレートアンプをつけると、けっこうハムバンド内のスプリアスが目だってしまいました。これは、当初、ダウンコンバージョン用のＤＤＳローカル信号出力にＢＰＦをつけていなかったというオチによるものです。なんせ、ＤＤＳのクロックは４００ＭＨｚで、生成周波数も７０．４５５ＭＨｚ+ハムバンド周波数という高い周波数なので、ハムバンド近辺には、スプリアスなんざ発生するはずがない・・・と勝手に思い込んでいたからです。確かにＤＤＳのスプリアスは－７０ｄＢＣとかになるので、普通ならあまり考えなくても良かったのでしょう。

　まずは、ＤＣ-100ＭＨｚの帯域のワイドバンドスプリアスを見ます。これは主に、ＩＦ（70.455ＭＨｚ）とＬｏｃａｌ（７０．４５５+ハムバンド周波数）の漏れについてみて見ます。下の写真に示すように、3.5ＭＨｚ帯の高調波以外は見えるものがありません。マーカーはＩＦ周波数にあわせてありますが、ほとんど-８０ｄＢＣとかの領域です。もちろんその３.５ＭＨｚだけ上のローカルの漏れも見えません。完璧に抑圧することができました。これは、他のバンドも同じで、ＩＦ並びにＬｏｃａｌの漏れは観測できませんでした。これは、ここに示したＤＷＭさんフィルタ、３段ストレートアンプの同調回路２段、終段πマッチの減衰量で稼いだことになります。

ＩＦ，Ｌｏｃａｌの漏れは観測できない様子

主信号はＰＡアウト５０Ω系を－２０ｄＢのＣＭカップラと－１０ｄＢの固定ＡＴＴを通したもの。出力は４０ｄＢｍで１０ＷのＣＷ.。
主信号の第２、第３高調波が見えるがこれはＰＡあとのπマッチ一段では原理的に除去不能。

　しかし、ＤＤＳを用いたローカルでは、ＤＤＳ単体ではハムバンド付近に落ちるスプリアスが、スペアナで観測される雑音レベル以下に埋もれてしまっていても、このＤＤＳ信号を２０ｄＢｍ以上にまで増幅して、ダウンコンバージョンミクサーに加え、その出力を５０ｄＢ以上も増幅したら、ハムバンド付近の微小スプリアスだって見えてきてしまいます。特に１４ＭＨｚでは顕著でこの様子を以下に示します。

14MHz帯の近傍スプリアスっておい、気持ち悪いぜ

なにやらＤＤＳのノイズなのかハムバンド帯域が同調アンプのゲインで盛り上がっている？
この時点ではゲイン補正が必要な不完全な状況だった。

　この大きなスプリアスは、ＲＥを廻すと移動していますので、ＤＤＳローカル周波数スプリアスで、ハムバンドに落ち込むものと思います。ということで、ここに来て、ＤＤＳローカルの帯域制限レス！は放棄することにして、大人しくＢＰＦを入れることにしました。スプリアス生成のメカニズムに関してはよく分からないのですが、まぁ、ハムバンドにおいて減衰が多ければ、なんとかなるだろうと考えて、2つのフィルタを受信Ｓ/Ｎ向上のための外付けＢＰＦユニットに追加しました。３．５-７ＭＨｚ用（+７０．４５５ＭＨｚ）は帯域が５ＭＨｚくらいに、また１４-２１ＭＨｚ用（+７０．４５５ＭＨｚ）は帯域が１０ＭＨｚくらいに作りました。今回は帯域を広くするので、ＤＷＭフィルタではなく、Ｃ結合3連ＢＰＦにしてみました。下の写真のＤＷＭさんフィルタの下側に増設したＴＸ用ＢＰＦを示します。やっぱり、ＤＤＳというスプリアス＆雑音発生器を使うからには、ズボラはせずにちゃんとフィルタリングをしないといけませんね。クロックが400ＭＨｚで１４ビットＤ/ＡのＡＤ995ｘでも、大レベルのローカルに使うには、細心の注意が要るということになりますか。

ＢＰＦの様子

下側の１０Ｋボビンの３連ＢＰＦが追加したＴＸ-Ｌｏｃａｌ用ＢＰＦ

　ということで、これらを適用して、ハムバンドを中心に帯域が５ＭＨｚの近傍スプリアスの図と、高調波を中心に観測した、５０ＭＨｚまでの広帯域のスプリアスの図を下に並べておきます。近傍スプリアスは、１４ＭＨｚでひとつ－７５ｄＢのものが残ってしまったのですが、まぁ、レベル的に微小で、法規にも全く問題ないので、こんなもので良しとしましょう。その他のバンドでは、まったくスプリアスを観測できませんでした。主信号はＰＡのアウト５０Ω系を－２０ｄＢのＣＭカップラと１０ｄＢのＡＴＴを通したものです。出力は４０ｄＢｍで１０ＷのＣＷということになります。また、広帯域の場合は、全てのバンドにおいて、高調波が観測されます。なんせ、ＰＡのあとはπマッチしかＬＰＦ的要素がないので、これで、－５０ｄＢ～－６０ｄＢもの減衰量を得ることはできません。まぁ、バンド毎の簡単なＬＰＦを必要に応じて挿入するというのが現実解なのかもしれませんね。これについては、送信機の追加申請のときまでに整備したいと思っています。高調波以外のスプリアスですが、これは－６０ｄＢ以上のものは見えませんでした。真空管でもなんとかマトモなＴＸにすることができました。

　さて、次はＩＭＤです。実は、これはけっこう苦労しました。当初の状況の再現性がなかったのですが、劣化理由が良く分からなかったのです。エキサイターのＩＭＤは良好だし、3段ストレートアンプもＳＳＧでのドライブでは、以前より、ちょっとＩＭＤの特性が劣化しているように見えました。スペアナを疑ったのですが、Ｒ３２６７のほうが、ＨＰ８５６８ＡよりＴＯＩは高いので、Ｒ３２６７のせいで特性劣化というわけでもあるまいし・・・・で、これはスペアナのレベル誤差ではないかと思い始めました。しかし、いろいろ比較してみた結果、今はＲ３２６７のほうが正しレベル表示だと考えています。なので、これが最終特性なんだろうとまずは思うことにしましょう。

　それはいいとして、今度はエキサイターをつなげると、ＩＭＤ特性が「著しく」劣化します。最初、この理屈が分からなかったのですが、もしかすると、６ＤＣ６のマルチバンド入力トランスの一次側リンク巻き線が少ないので、動作の微妙なダウンコンバージョンミクサーのドライブ条件が過負荷になっているのかと考えて、巻き数をＦＣＺコイル並みに巻き足してみました。これで、あまり歪まなくなったようなのですが、ＳＳＧでのドライブに比べると、まだ完全ではないようです。

　と言っていても、なかなか収束しないので、ここは以下の特性で切り抜け、時間のあるときに再検証してみようということで、納得しました。

　ＰＥＰ＝４０Ｗ　（２-トーン１０Ｗ×２）時のＩＭＤ

ＡＴＴはカップラー（-２０ｄＢ）+固定同軸（-１０ｄＢ）の-３０ｄＢを挿入

　まぁ、各バンドともに－３０ｄＢはクリアしているので、当座、使う分には十分な特性だと思います。あとは、ＮＦＢとかでさらに特性向上にトライするかどうか、考えていきたいと思います。

　最後にキャリアリークについて見てみます。この延長ＤＣバランスＶＲをポテンショメータで構成したのは正解でした。あくまでスペアナ目視が必要ですが、2-トーンのＰＥＰ比で８０ｄＢ以上もの抑圧が可能です。もっとも、キャリアサプレッションは最小条件にキープするには、ヒーターの発熱による温度が一定になるまでスペアナで見ている必要がありますが(笑）。

　なお、下図は3.5ＭＨｚにも関わらず、ＵＳＢになっちまっています。そういえば、ＬｏｃａｌユニットのＤＤＳ群のうち、バンド毎のＭＯＤ/ＤＥＭキャリア周波数の切り替えは、ＴＲＸが出来上がったらプログラムすればいいやと思ったので、しっかりやり残してありますね（大笑）。

　

　上図の右側の説明もご覧ください。キャリアサプレッションの説明になっています。

　以上の結果をもって、ほぼ真空管ＵＰＣ機のＴＸ部に関して、基本的なところは動いたと理解しています。あとはＡＬＣ（現在評価中）とか、漏洩キャリア検出器とか、パワーコントロールをどうするかというような派生回路を実装しようと考えています。しかしながら、このむき出しのシャーシーに殆どシールドらしいシールドをしていない機器で、超高密度実装を行い、4バンドをこんな小さな筐体に押し込んで、発振もせずに動いている、おまけにスプリアスも出ない・・・・というのは結構すごいことじゃないかと勝手に自画自賛しています（え？勝手に悦にいってなさいって？・・・・はぁ、そうさせていただきます：笑）。

　いままでは、下図のような単純な倍電圧整流回路でオーバードライブ検出をしていました。昔からのスタンダードな回路なので、容易にＡＬＣ検出回路が構成できます。すなわち、ファイナルのバイアスであるマイナスのＧ１電圧を超えてくるようなオーバードライブがあった場合、ガツンとＧ１電流が流れますが、この「交流分」を整流・平滑化して、バリμのバッファである６ＢＡ６のＧ１にフィードバックするだけです。この場合、信号がＣＷのような一定振幅の信号だったりすると、オーバードライブした場合のＧ１電流（トランジェント後）は一定なので、ＡＣ結合されたＡＬＣ検出器の出力は発生しなくなるという欠点があります。なので、ＣＷの場合はＡＬＣの効果が出ないと巷間言われていますが、まぁ、その通りなのでしょう。

　それよりも、この回路の問題として、Ｇ１をオーバードライブし始めると、ＰＡの１２ＤＱ６Ｂにはｇ１電流が流れて、AB1クラスの動作範囲を超えるため、急激に歪が発生するのですが、それを押さえて、バリμバッファ（６ＢＡ６）の利得を抑え込むための制御電圧の立ち上がりが遅くて、十分にＰＡの歪を低減できないという問題があります。オーバードライブ前は少しも制御電圧は発生せず、オーバードライブを始めたら、急激にバリμバッファの利得を抑え込みたいという、けっこうキワモノの特性が要るのです。なので、半導体ＵＰＣ機では、面倒な制御回路を繰り出しました。

　この欠点を補うための画期的な回路がＪＡのＨＡＭによって生み出されたとＳＳＢハンドブックには記されています。以下に回路を示します。

　ＳＳＢ送信機を真空管で作ろうとしていた４０年前？、子供心にもこの回路はよくできてるなぁと感心したものです。確か、トリオの初期のＳＳＢＴＲＣＶであるＴＳ-５２０あたり（もしかして５１０も？）からこの回路が採用されていたと思います。オーバードライブすると、ファイナルがＡＢ１クラスの動作を外れてＧ１電流が流れますが、それを抵抗で受けて、ＴＲのＶｂｅに供給します。そうすると、コレクタ側からはベース電流のＨＦＥ倍になった電流が生成されるので、時定数（２ＭΩ//０．２μＦ）で受ければそこにはマイナスの制御電圧が生成されるという仕組みです。真空管のＧ１バイアス電圧（－２５～－５０Ｖ、カットオフ時は－１００V近くの可能性もある）がそっくりＴＲのＣ-Ｅ間にかかるので、ＴＲの耐圧が高い必要がありますが、現代のＴＲなら、そんなものは７０円＠で幾らでも転がっています。

さて、能書きばかり垂れていないで、実際の特性を見てみましょう。

ALCありオーバードライブ時スペクトラム

ALCありオーバードライブ時信号

ALC無しオーバードライブ時スペクトラム

ALC無しオーバードライブ時信号

　この回路は「増幅型」というだけあって、わずかなオーバードライブ成分で大きな制御電圧を生成できます。上図はＡＬＣオンオフ時のＩＭＤと波形の様子です。これを見ると、ＡＬＣをばっちりかけると、三次歪は－２８ｄＢ以下となり、許せるスプリアスの広がりだと思います。これが、ＡＬＣをオフにするとスプリアスが見事に広がります。ここで注意したいのは、ＯＮとＯＦＦで２ｄＢの差（オーバードライブ分）しかないのにこれだけのスプリアスを抑圧しているということです。つまり、少ないオーバードライブ成分で、バリμバッファ管の利得をしっかり抑制しているということになります。

　ＡＬＣのＯＮ/ＯＦＦのスイッチをつけてはいますが、これは単にＡＬＣの動作比較をするために設けたもので、普段はいつもＯＮしておくものです。これによって、入力をいくら上げても、これ以上に劣化しないのですから、安心材料として絶大なものがあります。さらには、この回路、整流回路（ＴＲのＢ-Ｅ間）はＤＣ結合なので、ファイナルのＧ１電流が一定に流れても、制御電圧を発生することができます。したがって、ＣＷでオーバードライブしてもＡＬＣは効かせることができるという優れものです。昔の回路にしては大変にＧＯＯＤなものですねぇ（笑）。

ＳＰＡＮ　５ＭＨｚ　近傍		ＳＰＡＮ　５０ＭＨｚ　高調波
	3.5ＭＨｚ近傍にはスプリアスは見当たらない高調波は第二次高調波以外は微小左図よりハムバンド内ノイズも、ゲイン最適化によって盛り上がっていないことがわかる
	7ＭＨｚ近傍にはスプリアスは見当たらない高調波は第二次高調波以外は微小左図よりハムバンド内ノイズも、ゲイン最適化によって盛り上がっていないことがわかる
	14ＭＨｚ近傍に微小スプリアスあり高調波も微小左図よりハムバンド内ノイズも、ゲイン最適化によって盛り上がっていないことがわかる
	21ＭＨｚ近傍にはスプリアスは見当たらない高調波は第二次高調波以外は微小左図よりハムバンド内ノイズも、ゲイン最適化によって盛り上がっていないことがわかる

	3.5ＭＨｚ
	7ＭＨｚ
	14ＭＨｚ
	21ＭＨｚ