真空管式SSBトランシーバ受信部


 今までいろいろとプリント盤の切れ端をつかってミクサーの実験をしてきました。一方、数年前に、無謀にも、真空管を使ってアップコンバージョン型のTRXを作ろうともがいていた時期がありました。しかし、今度はごく普通にシングルコンバージョンでHF帯のTRXを真空管を用いて作って見たいと思い立ちました。ただ、これはすぐに使うというものではなく、各部をいじり倒しながら、じっくり組み上げて行こうと思っているので、いつ完成するかは判りません。気長にいくことにします。未だに完成していないアップコンバージョンのTr式トランシーバと行ったりきたりすることになろうかと思われます。

<IFアンプ、プロダクト検波の実験> 【2007.1.12】

 ミクサーばかりいじっていても、受信機として組み上げてみないと、どんなカンジになるのか見当がつきません。受信機にするには、ミクサーの他に、IFフィルタ、IFアンプ、プロダクト検波器が必要になります。ということで、以下のごとく揃えてみました。




クリスタルフィルタ(2.4/2.8kHz)

 これは、9MHzの8素子のクリスタルフィルターです。6素子のものはまだ、サ○ー電気のカタログにあるようですね。上図のフィルタは、以前から情報交換をさせていただいているS様にご紹介いただいた会社に特注したものです。帯域幅は2.4kHzと2.8kHzで、終端インピーダンスは公称500Ωです。帯域外減衰量は80dB以上は取れるようなので、実用上は十分な特性でしょう。



クリスタルフィルタの実装

 このフィルタを50Ωへの1:9のインピーダンス変換用トランス(FB801トリファイラ5回)と同軸SW(送信/受信切り替え)をシールドも含めて実装してみました。特性取得や、ミクサーや切り替えIFアンプの切り替えが楽なようにいつものSMAコネクタをつけていますが、最終的にはもちろん外します。




クリスタルフィルタの特性

 これは、実装後のフィルタ特性です。帯域内はまっ平らで、減衰域は急峻ないい特性です。1.5kHzはなれでは30dBも減衰量がとれているので、バランスドモジュレータのキャリアサプレッション特性はかなり楽になると思われます。挿入損失は?の0.2dBってすこし変な感じです。TGのレベル直結表示が-20dBmなので、表示上はそのように見えてしまいます(というか実際ロスが見えないのですけど)。



IF回路とプロダクト検波回路(外観図)

 次に、3段のIFアンプとプロダクト検波器とBFO回路の実際です。回路図は下に示します。この回路達は、TRXに組み込むことを強く意識しており、実装密度はかなり高くなっています。定番の回路なので、あまりいじくりまわす心配ないので、CRも真空管のソケットの周りに隙間無く実装しています。この真空管ソケットはいつものようにネジで浮かしてありますが、さすがに基板に穴を空けてネジ止めはしてあります。これで、かなり強度をとることができます。ソケットの中央シールドピンに接して、シールド板を設置してあります。また、IFTも浮かせてありますが、同様な方法でシールドしています。また、安定動作のためには、真空管自体のシールドも必須でしょう。実は、これの基板はここの455kHz用IF回路を9MHz用に組みなおしたものなのです。さらに大きな生基板にネジ止めして、ミクサーその他の回路を搭載しています。

 下の図のように、IFアンプはなんの変哲もない回路ですが、IF2段の後に低インピーダンスの信号取り出し用にちょいと細工がしてありますが、通常は3段ともIFTでもちろんかまいません。AGCはあとのお楽しみで、まだ実装していません。AGCラインは接地して、ゲイン最大で動いています。AGC電圧の検出は、オーディオ型にするか、何かしらのバッファを介してIF信号検波にするか、まだ決めていません。IF3段の電圧利得は85dB(入力50Ωから最終段のIFTの二次側まで)でした。これも、カソードのVRで調整することができます。ただ、このくらいの利得が、安定に動作させるにはちょうどいい塩梅かもしれません。RFアンプを使わない想定なので、すこし多めの利得を実現しています。

 プロダクト検波はいろいろ考えたのですが、ちょっと妥協して、defのアンバランス入力、アンバランス出力型の7360です。実は、最終段のIFTを差動接続にして、バランスさせようかと思ったのですが、すでに、シールド等できれいの実装してしまったので、IFTのシールドを外して中の同調Cを2C×2に変更するのが面倒になって、シングルエンドにしました。バランス型にくらべ利得が3dBくらい下がりますが、まぁ無理にバランスさせなくてもよさそうです。

 BFOはまったく説明の要も無いでしょう。このプロダクト検波はBFOがg1入力なので、トランジスタの単純な回路で十分です。もしかしたら、バランスドモジュレータは、真空管を用いない可能性もあるので、低インピーダンス出力も用意してあります。この回路は完全シールドを予定しています。



IF回路とプロダクト検波回路


 下の写真は、受信機実験の様子です。いつものことですが、生基板上に組んでいます。まずは所定の特性がでるまでは、ラフに組んで、回路が決まったら、IFやプロダクト検波回路のように「密」な実装に移します。こうすると、手間はかかりますが失敗が少ないと思います。大昔の真空管工作を思い出すと、イキガッテ作るわりには、配置が悪くて発振したり所定の動作が得られなかったりと、成功率は50%くらいだったような気がします。これは、初めから決めうちで、それも「変に凝った」回路を作るから、当然の帰結だったのかもしれません。そういう経験と反省から、真空管回路は、勿論簡単なものは除きますが、組み上げる前に動作を確認したほうがいいように思って居ます。ただ、それなりの測定器が必要なので、必ずしも万人向けの方法ではありませんが。



受信系の実験

 上側にIFとプロダクト検波とBFO、IFの下に7360のバランスドモジュレータ、送信IF(6BA6)の基板、左端にはXF、下は7360と6RA3ppのミクサー基板です。7360ミクサーの回路図は以下に示します。まず、以前にIMの特性を測った回路からの変更点は、各入力をあっさりと同調回路付きにしてしまったことです。特にg1に信号入力を行う場合は、信号源がローインピーダンスだと、感度が上がりません。やっぱり同調回路は必須のようです。def入力もついでですから位相反転ができる同調回路にしています。IMを考えるなら、トロイダルコアにすべきですが、感度をまずは確認したかったので10Kタイプで(簡易的に)同調回路を組んで居ます。ちなみに信号を7360ミクサーのg1にSSG出力を直結しても(=同調回路を介さずに)、まともな感度が出ませんでした。あとに述べる条件下で1.5μVrms入力時S/N=10dBくらいになってしまいます。

  g1信号入力 周波数 def信号入力 周波数
T1 2t:12t 10Ktype 14MHz 3t:18t 10Ktype 5MHz
C1 70pF 150pF
T2 3t:18t 10Ktype 5MHz 2t:12t 10ktype 14MHz
C2 300pF 150pF

7360ミクサー回路

 ということで、安易に同調回路のステップアップに頼ってしまうわけです。このときは、前に述べたように、当然IM特性は劣化します。def入力とg1入力の感度の違いについては以下のようです。まずは、XFの入力におけるIF以降の感度ですが、0.23μVrms(50Ω系)で復調S/Nが10dB取る事ができました。この状態で、g1入力時は0.42μVrms入力時S/N=10dB、def入力時は0.87μV入力時S/N=10dBでした。これから、今のIF、検波回路の条件では、def入力時は感度が6dB以上劣化してしまうことが判りました。IF以降の感度や、ステップアップ同調回路等の条件が違えば、この関係も変わってくるのは言うまでもありませんが、あくまで、このような実験系ではこんな値が得られたということを理解いただきたく思います。ただ、感度については、まだまだ改善の余地があると思って居ます。有名なハムジャーナル7号のSS-1Rの記事のチャンピオンデータは、帯域5kHzで0.4μVと言っていますから、4dB程度は改善できる余地があるのでしょう。

<参考>
復調感度は以下のようのに7360プロダクト検波回路の出力の復調信号(ここでは1.5kHzトーン)とノイズ帯域の積分値の比をS/Nとしました。RBW=100Hzですので、0.3-2.3kHzに落ちる雑音電力は下の図のディスプレイライン(ノイズ平均値を想定)から13dBほどアップします。刄}ーカー値は28dBですから、このときのS/Nは28-13=15dBということになります。雑音帯域にリップルがあるように見えるのは、7360出力が500Ωのインターフェースにも関わらず、50Ωの同軸ケーブルで引っ張ったからでしょう。(もちろんこのときのフィルタユニットの9対1のRFTは除いています。)最終的にはちゃんとインターフェースしないとまずいですね。



復調出力(S/N)の様子


<プリアンプの実験> 【2012.2.24】

 ちょっとDDSに飽きてきたので、真空管の話題でも。アップコンバージョンバルブティーアールエックスと銘打っても、肝心のバルブの部分がちっとも進まないじゃないかとご不満の向きも多いようで、今回はちょっとリップサービスのつもりです(大笑)。まぁ、DDSは香港からの「パチモン」のひどさに飽き飽きしたので、貴重な時間をこんなデキソコナイの特性改善に向けるのは、あほらしいと思ったからでもあります。基本的な特性は、去年の12月に見切っているので、結論を言えば、@最初の基板はどうにもならないので、利用不可A後から取り寄せた基板は、外部のピュアなクロック源か、クロックモジュール(←非PLL)への載せ買えが必須であるということでした。

 おっと、真空管の話題なのに、DDSに戻っちまってはイケマセン(笑)。

 して、今日の話題はプリアンプです。すでに受信部は大方目処がついていて、トップミクサーとAFもバラック造りで組んであります。受信スプリアス、感度、IMはともにほぼ満足できるレベルになったと考えているので、おいおい晒していく事にします。その中で、静かな50MHzバンドは、単独にプリアンプがあってもいいなぁと思ったので、お遊びで真空管プリアンプにトライしてみました。

 このプリアンプですが、単純なカソード接地の5極管のアンプでは、ゲインが大きすぎて、ノイジーで、おまけにIMも期待できないと、無い無い尽くしになりますので、さすがにこれは選択肢からは外れます。となると、昔、HFで遊んでいた、GGアンプが候補になります。この形式は低ゲイン、高アイソ レーション、比較的IM特性が良好、3極管を使えば、比較的低NFと、現代的な受信機のプリアンプには考慮してもいい構成だと思います。

 というところで、まずは、3極管のGGアンプという構成でトライを開始します。これは、昔にHFの14MHz近辺で遊んだ履歴があります。そうです、6RA3(μ=3?)でした。このケースでは、こんな大柄な電源レギュレータ管ですから当然のごとく利得帯域が取れず、単なるお遊びで終わったのです が、今回はマジにGGアンプを作ってみます。

 ですが、こうくると、極端な向きは、どーせPWZのことだから、無茶な球を持ってきて非常識なデータを晒したいのだろう?と斜に構えられてしま いそうです(大笑)。3CX****なんて面白そうだなんて「言うのは簡単」ですが、さすがに、国家破綻論者のように、そこまで○ヌ□ではありません(大 笑)。常識的な線でいこうと思います。

 まぁ、プリアンプですから、普通はそのゲインの分だけ、ミクサーのIM3特性を毀損します。ですから、どーせ、半導体並みのIM3特性のミクサー なんて、受信用真空管を使う限りにおいてはできっこないのですから、プリアンプも適度なIM3特性であればいいはずです。もともと、高いIPを狙うミクサーは感度が低く、それを補うためのプリアンプなのですから、IM特性も一緒に要求しては、特に真空管では、そりゃ酷でしょー(笑)。

 ということで、50MHzのGGアンプとしては常識的な6J4を持ってきました。この球、高いμ(55)&Gm(12000μ/Ω)でVHF用 GGアンプ用と銘打っていますので、まったくの純正用途での使用ということになります。(←つまんねーなぁ(笑)) まずは、一本使って、動作させてみま した。結果を簡単に書くと、利得が50MHzではあまり取れないのですね。負荷回路もいろいろいじったのですが、結局5dBくらいが限度でした。VHFで 同調インピーダンスを大きくとるのがもともと困難なので、こんなものなのかな?もっともこれは50Ω終端の電力利得であって、次段がある程度はいインピー ダンスのミクサーであれば、結果はまったく異なります(←普通の使用例はこちら)。ただし、カソード入力のインピーダンスマッチングは無視しました。計算 すると200Ωくらいになるので、ミスマッチであることは明らかなのですが。

 6J4は4本ばかり仕入れてあったので、これをパラ接続してみました。これが、以下の様子です。相変わらず「真空管も空中配線」でやっています。 センターピンあたりをシールドすることで、発振することはまったくありませんでした。コンサバな方がみたら「目をむく」配線法ですが、これは実装密度が高 く、好きな配線法です。



6J4 パラシングルGGアンプ

 回路図といえば、大変に単純なのですが、一応置いておきます。入力側は非同調です。インピーダンスは100Ωくらいの計算値だったので無視しましたが、4対9のトリファイラトランスをつければ、完璧かもしれません。出力は同調回路のタップダウン+9対1ステップダウントランスで作ってみました。回路図のタップ位置で最大利得にあわせてあります。



回路図

 この中で、トロイダルトランスを使っていますが、チョークコイルを使ってDCカットしています。ありものを使ったので2mHなんて過大なインダクタンスをもって来ましたが、ここは50MHzで数kΩもあれば十分なので、500μHもあればOKです。でもよく考えるとトロイダルトランスにDCを流して、タップにCをかましてDCカットしその後ステップダウンしたほうが、チョークが不要になりますね(←笑ってごまかす)。

この状態での特性ですが、動作条件を示すと、

  F=50MHz帯
  Vp=150V
  Ip=12mA×2
  Vg=−0.5V
  Vh=12V

です。これで、

  Gain=8.5dB
  0dBm入力時IM3=−47dBm よって
  IIP3=23.5dBm

となりました。以下にIMの状況を示します。



IM3特性


 このように、小型の受信管を使うと2SK125のパラレルGGと同じような感じですか。以前に小型のアンプのIM3特性を測定した例があります。比べてみれば、真空管はこういう低インピーダンス動作って、やっぱり不得手なのだという、当たり前の結果が得られました。

 さて、NFなんですが、これは計算で求めたので、正しいのかどうかわかりません。まず、RXにATTをかまして低感度RXを造り、復調された S/N(17dB)と入力(1.2μVrms)からNFを求めます。このNFを19dBとしています。このRXの前にこのプリアンプを置いて改善されたS/Nを測定して、アンプ利得(8dB)から、このプリアンプのNFを9.5dBと求めました。うーん合っているかなぁ?まぁ、常識的な値なので、それっぽいですけど。

 それにしても、こんな高電圧をかけて、ヒーター電力を5W近くも食わせて、この結果ですから、普通に考えたら、こんなアンプの採用なんて、愚の骨 頂でしょう。結論は、「やっぱり採用はやーめた!2SC1251とかのNorton AMPでHF〜50MHzのブロードバンドアンプを作ろう」です。このプリアンプは感度がほしい時用で、普段はOFFにしているのだから真空管を採用しないからといって「あっぷこんばーじょんばるぶてぃーあーるえっくす」を「イカサマだぁ」と否定しないでくださいね(大笑)・・・・チャンチャン。



<Top Mixerの実験@> 【2012.3.9】

 今回のお遊びは古(いにしえ)のUHF用電力増幅管6939のミクサーへの転用物語です。真空管アップコンバージョンTRXといっても、受信部は単なるシングルコ ンバージョンなので、こんな大げさな球を持ってこなくてもいいのですが、昔から、この球はなんだか面白そうな球だなぁ?と一度は使ってみたいと思っていま した。そんな思い入れから、実際に使うかどうかはともかく、様子を見てみたいと、ずっと思っていたのです。

 本来、この球はUHF用の逓倍・電力増幅の用途であって、受信ミクサーとしての使用例は寡聞にして聞いたことがありません(もちろん見たこともな い)。真空管の場合、本来の用途とかなりかけ離れた目的であっても、ある制限条件下では使えてしまうことも多いです。ですから、こんな真空管だって、受信ミクサーに使って悪いはずはありません。そんな「乗り」で実験してみました。なんせ、PWZ式真空管配線法は、きわめて簡単に回路がでっちあがるので、 思い立ったが吉日というわけです。



6939の外観

 この真空管はごらんのように中型の9ピンMT管で、大きさ的には12BH7とかの感じです。P損失は片側3.5W×2で、あまり大きなものではありま せん。プレート最大定格も250Vと控えめなものです。そのためか、プレートも一枚板で、外形も華奢な印象です。特徴はカソードとG2が共通になっており、G1とPだけが分離されています。これは、明らかにプッシュプルでの増幅・逓倍を意図して電極が作られています。オーディオに使った人はパラシングルでやってるのを見たことがありますが、まともな音が出るのかなぁ(疑問)? 

 この写真のうち一本はRCAの新品でAESから購入しましたが、残りの3本は、今までに真空管屋を覗いて、「猫またぎ」状態で放置されていたら、 500円くらいであれば買っておいたものです。どうもNHKの放出品が多いのか、「NHK」の刻印が鮮やかに刻んであったりします。さすがに、この真空管 が現役だった私の若かりし頃は、これで何か機器を作ろうと思ったことは無く、「うーん、高い周波数まで使えるんだろうなー」と思っていただけです。あとで ネタバラシしますが、当時、高い周波数で何の用途に使っていたか理解できる人(うーん、ミドルエイジ以上ですね)は、この項の結末は容易に想像できると思 います(笑)。

 6939とは違うのですが、これよりもっと大きくて使用周波数帯域が低い電力増幅管で6360というのもあります。私も何本か持っていますが、この真空管も似たような構成で、こちらはビーム管が2本、9ピンMTのガラス管に収まっています。これを使ったハイレベルミクサー回路が以下のようにSSBハンドブックに載っています。これが昔から気になっていた回路です。



ハイレベルプッシュプルミクサーの例(SSBハンドブックより)


 さて、本題のこの6939を料理するのにどうすればいいのでしょう?なんせ高い周波数を扱えるのは明らかなので、50MHzの信号なんか余裕でこなしてくれるは ずです。だったら、小細工せずに、先の6360のような普通のプッシュプルミクサーにすればいいのでしょう。古くはここで実験をしていますね。ただ、測定するために、絶対にDCリーク事故を起こしたくないので、結構気を使いました。DCリークに遭遇すると、扱う電圧が高いだけに、測定器がお釈迦になる可能性がすごく高くなりますから。このため、出力側バランストランスはRFCとCでDCカットして、さらには、出 力を被服を被ったリンクコイルでアイソレートしています。4極管でプレート負荷インピーダンスが大きくなるので、それに見合った同調回路になっています。入力側も同じようなものですが、ここは、高いDCがかからないのでラフな回路になっています。



6939 トップミクサー

 以下は実験回路の外観です。



6939トップミクサーも実験回路

 いつもの空中配線です。いかにK-PアイソレーションのいいGGアンプとはいえ、6J4のようなHigh-Gm管を使っても、空中配線殺法が通用 したので、ミクサーのように入出力が結合しようのない回路では、余裕で安定動作します。(そういや、12GN7×2で作ったときはちょっと発振気味になったことがあったが)

 こんな状態でチューンを開始しました。まずは、同調回路を調整して、出力が最大になるようにします。RkはVRですが1kΩからIpを見ながら じょじょに減らしていって、Ip合計が40〜50mAになるあたりで、スペアナのIM3の特性最良点を探します。ローカルのドライブですが、ここは、カ ソードにかかる電圧が10Vp-p以上ではあまり利得もIM特性も変化しないので、そのあたりで決めうちでもいいでしょう。SG電圧はIsgの規格値を超 えない範囲で高いほうが利得、IM3共に良好になります。

 こうやって求めたのが以下の状態です。

  Vp : 235V
  Ip : 20mA×2
  Vsg : 165V
  Isg : 2mA
  Local drive : 10Vp−p at Rk of 6939
  Flocal : 59.2MHz(DDS)
  Input : 0dBm ×2 50.2MHz  (HP8657×2)
  Fif : 9MHz 
  IM3 : −47dB
  Gain : 8dB
  IIP3 : 23.5dBm
  OIP3 : 31.5dBm



6939トップミクサーのIM3特性

 これを見ると、多くの方ががっかりするのではないかと思います。前振りが長いので、期待を持たせやがって・・・てなもんでしょうか(笑)? こんなに大掛かりな構成でパワーも食わせて、この特性では2SK125×4のクワッドミクサーに遠く及ばず、ダイオードDBMの利得が+15dBくらい増えたレベルとでも考えられますかね。高インピーダンス素子の真空管をTr的に無理して使っているということを忘れてはいけないのですが、パワーの取れそうな真空管使ったわりには特性は平凡ですね。

 でも、これはある程度予測はしていたのです(負け惜しみじゃないですよ)。だって、この時期の高い周波数の電力増幅用真空管は、使っている通信 モードはFMですから、リニアリティなんて、まったく考慮に入れて設計・製造はされていません。ちょっと外れますが、2E26や6360みたいな球がリニ ア動作が全く持って不得手なのは、そういう理由によります。同じく6939も高い周波数用ですが、リニアなはずは無いのです。下の図のVgパラメータのVp-Ip曲線を見ると、グリッドが負の領域ではリニアではありません。どちらかというと、この球はグリッドをプラスに振り込んでの、Cクラス動作用に設計されているのでしょうか。なんせ、規格表に第一グリッドの損失が規定されていますので。

 そんなことは最初から分かっていて、なんで使ったのだ?と言われてしまいそうですが、それは「一回、この球で遊んでみたかっただけ」と答えるしかないのでしょうね。球の本来用途からは外れてしまうので、6939君にしてみたら不本意そのものでしょうが。。。。んで、本当に採用する受信トップミクサーについては、まだまだもったいぶっておくことにします(大笑)。但し、2回続けて「あきらめ作品」をUPしたので、そろそろ、まともなものを出さないとなぁ・・・(苦笑)。




6939の特性(レイセオンの規格表から抜粋)



<Top Mixer の実験A> 【2012.3.17】

 MixerAということなのですが、実はこれが最終形ではありません。気になっていたという点では同じ穴のムジナ族である6360も、かまってあげないとマズイということなのです。6360は〜150MHzくらいまでの移動用機器(タクシー無線?)の終段によく使われ、6939はUHF帯プロ用通信設備に多く使われたという違いはあるのでしょうが、ピンコンパチで同じような4極管(ビーム管?)が二つ同一ガラス管の中に鎮座しているという点で、同じ種族と思ってしまいがちです。ですから、こっちも遊んであげないと、またいつか、「むくむく」と遊びたい病の芽が出てきそうなので、ここらで発散しておきましょう(笑)ということ です。




6360の外形写真


 写真は6360です。型番の1000番違いの7360とはえらい違いの真空管です(なんのこっちゃ?)。RCAのものは新品でAESから仕入れた もので、松下のものは、いつ買ったのかもらったのか記憶にありません。ただ、箱が有るところを見ると、一応、ジャンク屋で買ったようです。松下のほうはこの管の特徴である「くびれ」が見られますが、RCAの方はストレートですね。なんでくびれがあるのか分かりませんが、この管の特徴の記述には、けっこうな割合で登場します。大きさは6RA3とかの大型9ピンMT管と同じ管長で、2つの合計プレート損失は15WとMT管では最大級のものです。そうい う意味で頼もしく、いかにFM用といえど、6939よりリニアな感じはします。事実、CQ出版の真空管ハンドブック72年度版には、AB1級の動作例も出 ているくらいですから、50MHzのトランスバータの終段として、製作記事もけっこう見たような気がします。また、好事家はこれをパラシングルにしてオーディオアンプを組む例も見ますが、あまり「音がいい」とは聞いたことがありません。ということは、オーディオに使えるほどリニアじゃないのでしょうかね?

 最初は6939とピンコンパチということもあって、セルフバイアスの6939と同じ回路で試験をしようとしたのですが、Rk=500Ωくらいで、 ローカルを増力していくと、ミクサー動作が抑圧されてしまう現象に出会いました。20Vp−pくらい突っ込むと突っ込んだ瞬間は想定される出力が得られますが、時間とともにじわーっと利得が減る不思議な現象に出会いました。ローカルを切って、また突っ込むと、同じような動作になります。SSBハンドブックには、カソードに5Wくらいの信号を突っ込んで、ハイレベルミキシングしている記述があったので、1Wにも満たないローカル信号ならまったく問題なかろう と思ったのですが、なんだか不思議です。




6360のプッシュプルミクサー回路

 ちょっと悩んだのですが、セルフバイアスだと、ローカル信号の振幅によってはなにかバイアス条件が変わるのだろう(実は、小さいW数のVRを使っ ていたので)と思い、固定バイアスにしてみました。カソード入力はチョークでRF的に浮かして、G1には可変の負電圧を掛けました。これで、そういった不具合事象は起きなくなりました。これが上の回路図です。相変わらず2mHという大きすぎるインダクタンスのTR用チョークを多用しています(不本意です が、たくさん仕入れてしまったので・・・)。




6360のプッシュプルミクサー回路実験


 上記はセットアップした実験回路です。6939の回路の使いまわしで大きく変更はありません。同調回路も同じ定数で同調点を得ることができました。これで、実際に得られた特性が以下のようです。

Vp : 210V
Vsg : 185V
Ip : 56mA
Vg1 : -17〜-18V 
Vlocal : 18Vp−p 59.2MHz (DDS)
Input : 50.2MHz 0dBm × 2 (HP8657 SSG)
IF : 9MHz
IM3 : 63dB
Gain : −3.5dB
IIP3 : 31.5dBm
OIP3 : 28dBm





6360のプッシュプルミクサーのIM3特性

 これは、IM3チューンした場合で、これを利得でチューンすると、Ipが30mA〜25mAくらいで利得が0dBになりますが、IM3は −50dBくらいに劣化してしまいます。6939より利得が取れないのは、使用可能周波数が低いからでしょうか?そういや、GEの規格表にも、先のCQ出版真空管規格表にも、Gmの記述がありません。どんなものなのでしょうね?結果はIIP3でこそ30dBmを超えてきますが、利得を考えると、6939より 格段に優れているとは言えないと思ってしまいます。

 今回もあまりしゃきっとしない特性でしたが、まぁ、手元にある真空管は一度は遊んでやらないで死蔵するのはかわいそう(遊んでも、実用しなけりゃ 死蔵と同じとの声は無視します(笑))なので、今回の項をアップすることにになりました。なお、松下のジャンク品は、利得が遥かに小さく、使用不可能でし た。ということで、これにて、6360遊びを終了したいと思います(大笑)。結局、6939も6360も、感度(NF)を測るところまで興味が持続しませんでした。これはこれで残念です。

PS
もしかすると、じっくりチューンすればもっといい特性が出るかもしれません。しかし、滅茶苦茶ドラスティックに改善するとも思えないので、このへんで引っ込むことにします。


<受信ミクサーの候補> 【2012.9.8】

 いままで、ゲテモノのミクサー2種で遊んできました。今回はそろそろ、まともな形を提案しないと、いつまでたっても遊びが過ぎると呆れられてしまうので、ちょっとまじめに考えてみることにしました。実は、以前にアップした写真の中にすでにトップミクサーの候補になるモジュールの写真が載っています。これは下の回路図のごとくですが、ちょっと変わったつくりになっています。



トップミクサーの回路図


 回路図を見ると、普通の方は「げげげ?」と思うでしょう。こんな回路は見たことない?でな感想だと思います。まずは、3極管のバランスドミクサーということで、こういうタイプは今までに受信用ミクサーとして使われた例は殆ど無いと思われます。カソードインジェクションのシングルのアンバランスミクサーならKWM-2や、FRDX-400などでお馴染みでしょうが、一応バランスさせたタイプは見たことも聞いたこともありません。そういう意味で、変わっていてちょっとわくわくします(笑)。

 特に、インプットの同調回路には工夫が凝らしてあります。いつぞやに実験していた同調回路のシリーズ接続です。これは、単にアンバランス回路のみではなく、バランス回路にも適応ができるようです。並列共振同調回路の両端には位相差180度の信号(対接地)が得られますが、それにシリーズ接続された同調回路が共振していなければ、ほぼスルーで信号を通過させますので、インプット側のSWで選ばれた周波数で位相差が180度の信号が、3極管のグリッドに入力されるわけです。

 出力側は6939や6360で遊んだ回路をそっくりそのまま借用しています。これも差動回路になるのですが、タップを取る必要がなく便利な回路です。ただし、安全のためにチョークコイルとCでDCカットしているので、ちょっと部品点数が多くなりますが。

 カソード抵抗は動作点検証のために可変にしました。IMDの最適点を見つけるために使います。グリッドバイアスをかけられるようにしていますが、これは動作時のものではなく、TX時ミクサー動作をカットオフするためのマイナス電圧を供給するためです。

 で、重要なのがここに使う真空管ですが、トップアンプを省略したい思いから、ノイズの少ない3極管を選びました。例えば12AU7とかの小型管だと、当然ながら扱える信号電力に疑問が出てきますので、大きなプレート損失のものを選んでみました。でかい損失のものというと、まっさきに12BH7が頭に浮かびますが、どうも、この球はそんなにリニアリティが良くなさそうで、オーディオでもあまり使用例がみあたりません。6FQ7などがいいかと思ったのですが、ヒーターが12.6Vを選択できないので没にしました。そうやって絞り込んだのが5687です。




5687WA(東芝)の外観


 この球はオーディオ用にもけっこう使われているようですが、出生はコンピュータの論理回路用というのだから驚きです。フリップフロップとか作っていたのでしょうか?その割には12.6V0.45A(6.3V0.9A)と超大飯食らいで、こんな球をたくさん並べたら、どうやってヒーター電力を確保していたのでしょうか?コンピュータもトランジスタ化が急速に進んだので、大量に作られたわりには、市場在庫は潤沢で、どちらかというと一種の猫またぎ管になってしまうようです。12AU/T/X7とかの電圧増幅用双三極管に比べて、3倍もの電流が流れるヒーターがとっても強力なので、あかあかと灯ります。当然、こんな小さな形状の管面温度はものすごく熱くなります。プレート損失は4.2W×2で、ちょっとしたパワー管といってもいいでしょう。




5687の特性


 このVgパラメータのVp-Ip特性はかなりきれいでリニアリティがいいように思います。Vgを変化させたときの曲線の間隔が揃っていて、いかにも歪が少なそうな予感がします。しかし、ちょっと不思議に思うのはコンピュータの論理回路のようなON/OFF動作の場合、こんなリニアリティなんて必要なくて、急峻にOn/Offを繰り返す動作なのだから、Cクラスを飛び越してパルスモードになるはずです。それなら、もっと電流を少なくして、スイッチングに適した動作をさせやすい特性にしたほうがいいと思うのは素人のたわごとでしょうか?

 まぁそれはおいておいて、リニアリティのいいのはオーディオ用途でも折り紙つきなので、あまり詮索することなく、このまま進みましょう。

 一時期は7360で行こうかとも思ったのですが、昔に実験したときにはバッファが必要だったりで、今回は候補にしませんでした。その他、当時実験していた大電力の3極管や、5極管ミクサー達も、さすがにこんな無駄電流を食わせる余裕もなかったので、いっさいを押入れに押し込めてしまうことにしました(笑)。




トップミクサーの実装図


 回路図を実装するとこんな感じ↑になっています。なんだか不恰好ですが、部品の干渉を避けるためにアクロバティックな配置と配線になっています。一番奇異に見えるのはアンテナ端のリレーSW群とコイル群を長々と同軸ケーブルで引っ張っているところでしょう。これは、こうやって作った空間にバランスドモジュレータからあるパーツの延長軸を通そうと考えてのことです。そんな企みがうまくいくか分かりませんが、いまのところ楽観視しています。

 さて、このような回路の動作です。

  Vp=230V
  IP= 45 mA(2本)
  Vlocal= 11 Vp−p
  Input : 50.2MHz 0dBm × 2 (HP8657 SSG)
  IF : 9MHz
  IM3 : −60dB
  Gain :  6dB
  IIP3 : 30dBm
  OIP3 : 36dBm


というところで動作させています。以下に0dBm×2をインプットしたときの出力IMDを載せておきます。
ところで気がつかれたあなたはすばらしい。実はこんな動作はさせてはいけません。プレート損失オーバーなんです。

Ipを30mA台で設定しないと、規格をオーバーしてしまいます。この真空管はパルスで動作させる頑丈なヤツと思ってると寿命が短くなるでしょう。電流を減少させると、IIP3は20〜25dBmになります。まぁ、真空管機でこんなIIP3のものは無いでしょうから、これでも十分な特性だと思います。




トップミクサーIM特性


 さらに感度についても述べておきます。

 実は、感度を測れるようになるために多大な時間を要してしまいました。Tsubuyakiにいろいろ書きましたが、下記の図のように、ローカル信号のサイドバンドノイズ(フェーズノイズ)が非常に重要な感度決定要素になってきます。



ローカルのC/Nと感度の関係


 この図にあるように、ローカルのフェーズノイズが大きいと、大電力なローカルを用いると、感度劣化が起きてしまうという現象を図式化したものです。図を見れば一目瞭然で説明の必要は無いでしょう。

 DDSのフェーズノイズはAD995Xのデータがありました。下図はAD995Xの仕様書からのコピーです。内臓マルチプライアを使わない場合、キャリアから100KHz以上離れると-155dBC/Hzといったところでしょうか?この図では1MHz離れまでしか書かれていませんが、このあたりはすでにフロアになっているようで、今回のIFである9MHz離れでもこの値で考えていきます。



AD995xのフェーズノイズ特性

 SSBの帯域を2.4kHz、イメージと正規の帯域の雑音が印加されることを考えると、SSB帯域でIFに落ち込むノイズは37dBアップしますので、-155+37=-118dBCとなるわけです。ローカルレベルが25dBmと仮定して、最小感度レベル時の-130dBmのノイズフロアまで落とすには-155dBの減衰が要りますので、-118-(-155)=37dBの減衰を持つBPFが必要となるはずです。ただ、これはクロックのフェーズノイズを無視していますので、これが悪い場合はさらなる減衰量が必要になると思われます。

 実は、最初、イメージサイドの減衰量を考慮に入れてなかったので、なぜか7MHzではかなり感度が劣化していました。これは、DDSに後づけしたBPFのSW(リレー)の浮遊容量による結合のようです。もともと並列共振回路を微小Cで結合するタイプのBPFは、高域(イメージ受信サイド)の減衰が取りづらいので、浮遊容量での結合が輪をかけて減衰特性を劣化させていたようです。これについては、バンド毎に様子が異なり、さらなる追加BPFを入れることで(オーバーにはなるが)必要かつ十分な感度を得ることができました。

Band 追加BPF 感度(S/N=10dB) 追加BPF
3.5MHz なし 0.99μVrms 必要
3連 12.5MHz 0.31μVrms
7MHz なし 1.2μVrms 必要
3連 16MHz 0.31μVrms
14MHz なし 0.32μVrms 不要
21MHz なし 0.41μVrms 微妙
50MHz なし 0.44μVrms 微妙
4連 59MHz 0.31μVrms


上記の表で追加のBPFについては手持ちの実験用BPFを用いたのでちょっと大げさになっています。3.5〜7MHzは2〜3連、21〜50MHzは3連くらいが必要かもしれません。DWMさんフィルタならもっと次数は少なくていいかもしれません。

<AGC回路> 【2012.9.28】

 AGC回路をいじっていました。真空管受信機のAGC回路というと、古来より、IF最終段のプレート側から「疎に」結合したDiの倍電圧整流と時定数の 簡単な回路の電圧を、IF段のグリッドにフィードバックするというのが定石だったような気がします。SSBハンドブックの田村さんのオールバンドTRXの 受信部もそうでしたし、その他、CQ誌の古いバックナンバーを漁ると、たくさんの事例が出てきます。

 ということで、まずはこの古典的な回路から見ていくことにします。回路図は以下のとおりで、なんの変哲もありません。この回路の特性を見てみましょう。



AGC電圧検出回路(Di)

 50MHzにおいてS/N=10dBが取れる感度点から7dB高い受信入力を0dBとして、その後相対的に100dBのレンジで入力を増加させたときの状況です。これを以下に示します。



注:縦軸のAGC電圧(V)の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路(Di)の特性


 まぁ、100dBの入力レベル増加に対して、圧縮できるレベルは40dBそこそこと、AGCって本当に掛かっているの?てな状況です。本受信機 はIFが3段ありますが、トップミクサーの利得が6dBそこそこなので、受信機の利得的には極めて少ないと考えています。昔のコリンズタイプの受信機は、

             RF−MIX1−MIX2−IF1−IF2−DE

 という構成が殆どですので、たぶん、本機よりIF最終段までの絶対利得は20dB近く大きいのではないかと考えます。ですから、Diだけでも、 IF&RFを抑圧できるAGC電圧が生成できたのかも知れないと考えています。余談ですが、上記のラインアップでは、主な帯域制限はMIX2のあとですか ら、利得の高いRF1と歪の多いMIX1,2が鎮座してるので、如何に真空管の扱える信号の電圧レンジが高いといっても、妨害には弱かったのだろうと推測 します。

 おっと本題のAGCですが、まずは基本的なところ(利得不足)で、今回のTRXの受信部に、Di倍電圧整流回路は採用が難しいようです。それに 元からの懸念としては、如何に「IFに疎結合」としても、ハイインピーダンスのIF回路においては、SSB信号を歪ませる可能性のある負荷(Di整流回 路)を接続するのは、なんとなく嫌らしいものです。というわけで、バッファのないIF段Di整流回路は「没」ということになります。

 次に考えたのが、これまたSSBハンドブックのHB−69受信機の回路です。これを以下に示します。



HB-69RXのAGC回路


 見ると、これはAF型で、増幅するための真空管を奢(おご)ってあります。さらにはトランス結合の両波整流回路と、ちょっとマニアックです。IFゲイン調整用のマイナス電圧の付加回路もついていました。

 まずはこれをアレンジしてみます。比較的低いインピーダンスのトランスの負荷をドライブするためか、ちょっとP損失が大きめのμの低い三極管 6FQ7を使っています。トランスはタムラの10kΩ(プライマリ):40kΩ(セカンダリ)のトランス?なんて入手できるわけありませんから、なにか代 用品を考えないといけません。

 ところで、SSBハンドブックの記述には、ST−53が代用可能だと書いてありました。ところが、今、売られているST−53はトランジスタの B級PP用のドライバートランスのようで、とてもこの用途に使える代物ではありません。仕方がないので、STトランスの表を見ると、入力が10kΩの一対 一のST−78が代用できるかも知れないとめぼしをつけました。これでインピーダンスはオリジナルの1:4だったのが1対1になるので、出てくる電圧は 12dBも少なくなるので、ちょっと厳しいかもしれませんが。

 次に真空管です。6FQ7は持っていないので、12AU7で代用しようかと思ったのですが、いろいろパラメータをいじっていると、12AT7の ほうが利得も大きい(当たり前)なので、まずはこれで行ってみました。実装は、シャーシ内部に横向きに設置していまして、このWEBのどこか写真に写っています(笑)。なお、ピンコンパチなのでT7、U7、X7、Z7は差し替えられますが、まぁ、X7やZ7 はこの動作は無理だと思います(ので実験していません)。で、これでどのくらい利得を抑圧できるのか見てみたのが、以下の図です。

 


注:縦軸のAGC電圧(V)の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路(増幅型)の特性

 これだと、呆れることに、Diの回路と殆ど同じような特性です。AF型ということで7360の出力から信号取っているのですが、7360のハイゲインDETを持ってしても補えなかったようです。

 と、ここでめげてしまってはいけません。さらに、チューンを重ねます。球をパラにして、負荷抵抗を変え、整流回路をトランス巻き線をフルに使っ た倍電圧整流回路に変更しています。球をパラにするより2段接続のほうが利得があるので、それは最後の手段に取っておくことにします。この状態が以下の図 です。



AGC電圧検出回路(改良増幅型)


 この回路のAGC特性が以下の図です。Diのみの回路との比較も載せています・


注:縦軸のAGC電圧(V)の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路(改良増幅型)の特性


 ここまでやってもまぁ100dBの入力レンジが25dBまでしか抑圧できないので、どうしようかと思ったのですが、こればっかりやってるわけに も行きません。一応、このあたりで折り合いをつけることにして、先に進もうと思います。聞いた感じはファーストアタック、スローレリーズになっています。 一応、AGCの時定数はスロー、ファースト、オフが選べるようにしています。これは、実際の音声を聞いて最適化しようと思っています。まぁ、チューニング してシングルトーンを聞いている分にはさっとアタックしてゆっくりリリースするので、こんなもんでいいかな?と思っています。

 なお、Sメータ回路は昔からポピュラーなFETのブリッジ回路にAGCのマイナス電圧を分圧して加えています。これだと、0dBmとかの大入力 にスケールを合わせると、常用域で振れが悪いので、低い入力レベルでの振れをすこし派手になるようにレンジ設定しています。しかし、これは緊急避難とし て、おいおい、AGC用にログアンプ(例えば、FM用のIF回路CX1003BMとかのLOG出力)を追加してリニアなメータスケールにすることを考えて います。

 ところで、昔の文献(アマチュア無線の新技術)を見ると、JA1ACB難波田さんの真空管式ログアンプ(なんとリモートカットオフ管で6BD6相当の6SK7×3と検波の6AL5で 構成!)とかもあるので、うまくAGC処理をすると、ログアンプ特性を真空管のIF回路で実現できるのかもしれませんが、ちょっとそこまで検討をする時間 がありません。とりあえずここで、一旦、受信機から離れようと思います。



真空管LOGアンプの回路


<受信特性について> 【2013.7.6】

 さて、受信機も終盤に来ました。かなりの時間をLo-BPFに費やしましたが、なんとか受信機としてまとめないと。なおAF部分については記載していませんが、OPAによるAFのBPF(0.3-3kHz)とICのAF-PA(たしか秋月で買った型番失念の数Wアンプ:笑)なので、いまさら書かなくてもいいでしょう。以下特性の一部を見て行きます。

【感度】
以前に、DDSのフィルタを、もうちっと強化しないと3.5MHzと7MHzじゃ感度が出ないよーと言いっぱなしだったので、春の連休の頃に(おいおいずいぶん昔だなぁ)作っていた追加BPFをつけた場合の感度について記載しておきます。この場合、受信機の入力は、このTRX共通BPFを通して取得 した値、すなわち、RXの入力BPF→トップミクサーの時の感度になります。当然、トップのBPFのロスが加算されるので、以前の感度とは異なってきますが、Lo-BPFを強化して、感度向上する分も考慮した総合特性ということになります。


周波数帯 感度 (S+N)/N=10dB時受信入力レベル 備考
50MHz 0.28μVrms  Lo-BPF追加
21MHz 0.29μVrms  
14MHz 0.36μVrms  
7MHz 0.45μVrms  Lo-BPF追加
3,5MHz 0.51μVrms  Lo-BPF追加



 実は、このようにLocalのフィルタリングをしっかりすると、トップアンプは無しでもかなりの高感度になることが分かりました。要するに、 DDSのフェーズノイズをがっつりと抑圧すれば、HFであれば、外来の空間雑音レベルに比べて十分な感度を実現できるので、AIPアンプとして用意していたこのアンプはまったく必要はなさそうです。実際、「半導体の」トップアンプを入れても、感度向上分は1dBくらいなので、単に復調レベルが大きくなるだけに見えます。それよりも、外来雑音レベルがHFでは大きいので、上記の感度が得られるなら、トップアンプはまったく不要と感じました。なので、トップアンプは用意して配線はしましたが、使うことはほぼないでしょう。これで、「真空管UPC機」の体裁を保つことができそうです(笑)。また、入力に十分な帯域外減衰量を有するBPFを配置したので、IIP3に関してはAIPのアンプで損なうことも なく、5687の良好なIMD特性をそのまま享受できるはずです。 それにしても、この5687バランスドミクサーは大したもんだと自画自賛です。なんせ50MHzでもすばらしい特性なんですから。

【イメージ受信】
 また、DWMさんBPFの帯域外減衰量は半端じゃないので、イメージその他のスプリアス受信に関してはかなり期待が持てます。イメージスプリアス 応答に関しては、古くはSSBハンドブックの測定の記事に記述がありました。簡単に言うと、イメージ周波数においては、トップフィルタの減衰量を超える強大な妨害波が存在すると、信号が受信・復調できてしまいます。このときの妨害波で(S+N)/N=10dBになるレベルと正規な受信周波数に置ける (S+N)/N=10dBになる入力レベル、いわゆる感度レベルとの相対値がイメージ妨害特性と定義されているようです。これは、単純に言えばトップフィルタのイメージ周波数における減衰量の多寡でほぼ決まるということですね。

 実際には以下のような値になりました。

       3.55MHz  95dB  (イメージ周波数は21.55MHz)
       7.05MHz  88dB  (イメージ周波数は25.05MHz)
      14.20MHz  86dB  (イメージ周波数は32.20MHz)
      21.20MHz  74dB  (イメージ周波数は39.20MHz)
      50.20MHz  75dB  (イメージ周波数は68.20MHz)   

      <注>50MHzはBPF減衰量だけでなく5687のイメージ周波数における感度劣化もイメージ抑圧に寄与?


 まぁ、トップフィルタにDWMさんフィルタを挿入して強力な帯域制限を掛けているので、妨害に関してはかなり安心できると考えています。大昔のコ リンズタイプの受信機では、第一IF以前はトップアンプのグリッド側とプレート側の2つの同調コイルだけが帯域制限手段ですから、押しなべてイメージ妨害 は50dBというのが相場でした。しかし、周波数が高く、IFが5〜9MHzとすると10〜18MHz離れの2段の同調回路の減衰量だけで、イメージ妨害比50dBを確保するのはかなり難しかったのではないでしょうか?

 というのも、例えば2連BPFの高域側減衰量は45dBかそこらですので、イメージ比50dBを稼ぐには、下側ローカルが必須になります。また、 第1IFが2〜3MHzといった神格化された有名機器の場合は、下側ローカルでも、イメージ周波数が主信号周波数に近接するので、より大変だったのでは? と推察します。

 それに比べると上記の特性は十分に満足できる特性になりますね。

【通過帯域特性】
 これは普通に-6dB点で 370Hz〜2400Hzを得ています。帯域内リップルは+/-1dBでした。

【復調高調波特性】

 これはAGCギンギンにかかるような比較的高いレベル域での「検波器の歪み」をみているようなものです。周波数は50MHzで、入力が感度+50dBのときの2次高調波レベルです。実は、この特性は殆ど検波用の7360で決まってしまいます。優良種(日立7360)の保存のため、ここには「あちら製」の7360のうちランダムに選んだものを挿していて、その特性です。日立製だと10dB以上は特性がよくなることが解っています。ただ、このくらいであれば、実際に歪を感じることは無いので、わざわざ「ご神体」である日立製を持ってくることもないでしょう。

 実は、復調IMDでも測ろうかと思いましたが、現用SSGのHP8657のフェーズノイズを考慮するとちょっと難しそうなので止めておきました。




検波後の高調波を見る


その他、

・AGC回路時定数の切り替え、OFF回路

を追加して、受信機としては一応完成とすることにします。