今までいろいろとプリント盤の切れ端をつかってミクサーの実験をしてきました。一方、数年前に、無謀にも、真空管を使ってアップコンバージョン型のＴＲＸを作ろうともがいていた時期がありました。しかし、今度はごく普通にシングルコンバージョンでＨＦ帯のＴＲＸを真空管を用いて作って見たいと思い立ちました。ただ、これはすぐに使うというものではなく、各部をいじり倒しながら、じっくり組み上げて行こうと思っているので、いつ完成するかは判りません。気長にいくことにします。未だに完成していないアップコンバージョンのＴｒ式トランシーバと行ったりきたりすることになろうかと思われます。

＜ＩＦアンプ、プロダクト検波の実験＞　【2007.1.12】

　ミクサーばかりいじっていても、受信機として組み上げてみないと、どんなカンジになるのか見当がつきません。受信機にするには、ミクサーの他に、ＩＦフィルタ、ＩＦアンプ、プロダクト検波器が必要になります。ということで、以下のごとく揃えてみました。

クリスタルフィルタ（2.4/2.8ｋＨｚ）

　これは、９ＭＨｚの８素子のクリスタルフィルターです。６素子のものはまだ、サ○ー電気のカタログにあるようですね。上図のフィルタは、以前から情報交換をさせていただいているＳ様にご紹介いただいた会社に特注したものです。帯域幅は2.4ｋＨｚと2.8ｋＨｚで、終端インピーダンスは公称500Ωです。帯域外減衰量は80ｄＢ以上は取れるようなので、実用上は十分な特性でしょう。

クリスタルフィルタの実装

　このフィルタを５０Ωへの1：9のインピーダンス変換用トランス（ＦＢ801トリファイラ５回）と同軸ＳＷ（送信/受信切り替え）をシールドも含めて実装してみました。特性取得や、ミクサーや切り替えＩＦアンプの切り替えが楽なようにいつものＳＭＡコネクタをつけていますが、最終的にはもちろん外します。

クリスタルフィルタの特性

　これは、実装後のフィルタ特性です。帯域内はまっ平らで、減衰域は急峻ないい特性です。1.5ｋＨｚはなれでは30ｄＢも減衰量がとれているので、バランスドモジュレータのキャリアサプレッション特性はかなり楽になると思われます。挿入損失は？の0.2ｄＢってすこし変な感じです。ＴＧのレベル直結表示が-20ｄＢｍなので、表示上はそのように見えてしまいます（というか実際ロスが見えないのですけど）。

Ｉ

ＩＦ回路とプロダクト検波回路（外観図）

　次に、３段のＩＦアンプとプロダクト検波器とＢＦＯ回路の実際です。回路図は下に示します。この回路達は、ＴＲＸに組み込むことを強く意識しており、実装密度はかなり高くなっています。定番の回路なので、あまりいじくりまわす心配ないので、ＣＲも真空管のソケットの周りに隙間無く実装しています。この真空管ソケットはいつものようにネジで浮かしてありますが、さすがに基板に穴を空けてネジ止めはしてあります。これで、かなり強度をとることができます。ソケットの中央シールドピンに接して、シールド板を設置してあります。また、ＩＦＴも浮かせてありますが、同様な方法でシールドしています。また、安定動作のためには、真空管自体のシールドも必須でしょう。実は、これの基板はここの455ｋＨｚ用ＩＦ回路を9ＭＨｚ用に組みなおしたものなのです。さらに大きな生基板にネジ止めして、ミクサーその他の回路を搭載しています。

　下の図のように、ＩＦアンプはなんの変哲もない回路ですが、ＩＦ２段の後に低インピーダンスの信号取り出し用にちょいと細工がしてありますが、通常は３段ともＩＦＴでもちろんかまいません。ＡＧＣはあとのお楽しみで、まだ実装していません。ＡＧＣラインは接地して、ゲイン最大で動いています。ＡＧＣ電圧の検出は、オーディオ型にするか、何かしらのバッファを介してＩＦ信号検波にするか、まだ決めていません。ＩＦ３段の電圧利得は85ｄＢ（入力５０Ωから最終段のＩＦＴの二次側まで）でした。これも、カソードのＶＲで調整することができます。ただ、このくらいの利得が、安定に動作させるにはちょうどいい塩梅かもしれません。ＲＦアンプを使わない想定なので、すこし多めの利得を実現しています。

　プロダクト検波はいろいろ考えたのですが、ちょっと妥協して、ｄｅｆのアンバランス入力、アンバランス出力型の７３６０です。実は、最終段のＩＦＴを差動接続にして、バランスさせようかと思ったのですが、すでに、シールド等できれいの実装してしまったので、ＩＦＴのシールドを外して中の同調Ｃを２Ｃ×２に変更するのが面倒になって、シングルエンドにしました。バランス型にくらべ利得が3ｄＢくらい下がりますが、まぁ無理にバランスさせなくてもよさそうです。

　ＢＦＯはまったく説明の要も無いでしょう。このプロダクト検波はＢＦＯがｇ１入力なので、トランジスタの単純な回路で十分です。もしかしたら、バランスドモジュレータは、真空管を用いない可能性もあるので、低インピーダンス出力も用意してあります。この回路は完全シールドを予定しています。

ＩＦ回路とプロダクト検波回路

　下の写真は、受信機実験の様子です。いつものことですが、生基板上に組んでいます。まずは所定の特性がでるまでは、ラフに組んで、回路が決まったら、ＩＦやプロダクト検波回路のように「密」な実装に移します。こうすると、手間はかかりますが失敗が少ないと思います。大昔の真空管工作を思い出すと、イキガッテ作るわりには、配置が悪くて発振したり所定の動作が得られなかったりと、成功率は50％くらいだったような気がします。これは、初めから決めうちで、それも「変に凝った」回路を作るから、当然の帰結だったのかもしれません。そういう経験と反省から、真空管回路は、勿論簡単なものは除きますが、組み上げる前に動作を確認したほうがいいように思って居ます。ただ、それなりの測定器が必要なので、必ずしも万人向けの方法ではありませんが。

受信系の実験

　上側にＩＦとプロダクト検波とＢＦＯ、ＩＦの下に７３６０のバランスドモジュレータ、送信ＩＦ（６ＢＡ６）の基板、左端にはＸＦ、下は７３６０と６ＲＡ３ｐｐのミクサー基板です。７３６０ミクサーの回路図は以下に示します。まず、以前にＩＭの特性を測った回路からの変更点は、各入力をあっさりと同調回路付きにしてしまったことです。特にｇ１に信号入力を行う場合は、信号源がローインピーダンスだと、感度が上がりません。やっぱり同調回路は必須のようです。ｄｅｆ入力もついでですから位相反転ができる同調回路にしています。ＩＭを考えるなら、トロイダルコアにすべきですが、感度をまずは確認したかったので１０Ｋタイプで（簡易的に）同調回路を組んで居ます。ちなみに信号を７３６０ミクサーのｇ１にＳＳＧ出力を直結しても（＝同調回路を介さずに）、まともな感度が出ませんでした。あとに述べる条件下で１．５μＶｒｍｓ入力時Ｓ/Ｎ＝10ｄＢくらいになってしまいます。

７３６０ミクサー回路

　ということで、安易に同調回路のステップアップに頼ってしまうわけです。このときは、前に述べたように、当然ＩＭ特性は劣化します。ｄｅｆ入力とｇ１入力の感度の違いについては以下のようです。まずは、ＸＦの入力におけるＩＦ以降の感度ですが、０．２３μＶｒｍｓ（５０Ω系）で復調Ｓ/Ｎが１０ｄＢ取る事ができました。この状態で、ｇ１入力時は０．４２μＶｒｍｓ入力時Ｓ/Ｎ＝10ｄＢ、ｄｅｆ入力時は０．８７μＶ入力時Ｓ/Ｎ＝10ｄＢでした。これから、今のＩＦ、検波回路の条件では、ｄｅｆ入力時は感度が6ｄＢ以上劣化してしまうことが判りました。ＩＦ以降の感度や、ステップアップ同調回路等の条件が違えば、この関係も変わってくるのは言うまでもありませんが、あくまで、このような実験系ではこんな値が得られたということを理解いただきたく思います。ただ、感度については、まだまだ改善の余地があると思って居ます。有名なハムジャーナル７号のＳＳ-１Ｒの記事のチャンピオンデータは、帯域５ｋＨｚで０．４μＶと言っていますから、４ｄＢ程度は改善できる余地があるのでしょう。

＜参考＞
復調感度は以下のようのに7360プロダクト検波回路の出力の復調信号（ここでは1.5ｋＨｚトーン）とノイズ帯域の積分値の比をＳ/Ｎとしました。ＲＢＷ＝100Ｈｚですので、0.3-2.3ｋＨｚに落ちる雑音電力は下の図のディスプレイライン（ノイズ平均値を想定）から13ｄＢほどアップします。�刄}ーカー値は28ｄＢですから、このときのＳ/Ｎは28-13＝15ｄＢということになります。雑音帯域にリップルがあるように見えるのは、７３６０出力が５００Ωのインターフェースにも関わらず、５０Ωの同軸ケーブルで引っ張ったからでしょう。（もちろんこのときのフィルタユニットの9対1のＲＦＴは除いています。）最終的にはちゃんとインターフェースしないとまずいですね。

復調出力（Ｓ/Ｎ）の様子

＜プリアンプの実験＞　【2012.2.24】

　ちょっとＤＤＳに飽きてきたので、真空管の話題でも。アップコンバージョンバルブティーアールエックスと銘打っても、肝心のバルブの部分がちっとも進まないじゃないかとご不満の向きも多いようで、今回はちょっとリップサービスのつもりです（大笑）。まぁ、ＤＤＳは香港からの「パチモン」のひどさに飽き飽きしたので、貴重な時間をこんなデキソコナイの特性改善に向けるのは、あほらしいと思ったからでもあります。基本的な特性は、去年の１２月に見切っているので、結論を言えば、�@最初の基板はどうにもならないので、利用不可�A後から取り寄せた基板は、外部のピュアなクロック源か、クロックモジュール（←非ＰＬＬ）への載せ買えが必須であるということでした。

　おっと、真空管の話題なのに、ＤＤＳに戻っちまってはイケマセン（笑）。

　して、今日の話題はプリアンプです。すでに受信部は大方目処がついていて、トップミクサーとＡＦもバラック造りで組んであります。受信スプリアス、感度、ＩＭはともにほぼ満足できるレベルになったと考えているので、おいおい晒していく事にします。その中で、静かな５０ＭＨｚバンドは、単独にプリアンプがあってもいいなぁと思ったので、お遊びで真空管プリアンプにトライしてみました。

　このプリアンプですが、単純なカソード接地の５極管のアンプでは、ゲインが大きすぎて、ノイジーで、おまけにＩＭも期待できないと、無い無い尽くしになりますので、さすがにこれは選択肢からは外れます。となると、昔、ＨＦで遊んでいた、ＧＧアンプが候補になります。この形式は低ゲイン、高アイソ レーション、比較的ＩＭ特性が良好、３極管を使えば、比較的低ＮＦと、現代的な受信機のプリアンプには考慮してもいい構成だと思います。

　というところで、まずは、３極管のＧＧアンプという構成でトライを開始します。これは、昔にＨＦの１４ＭＨｚ近辺で遊んだ履歴があります。そうです、６ＲＡ３（μ＝３？）でした。このケースでは、こんな大柄な電源レギュレータ管ですから当然のごとく利得帯域が取れず、単なるお遊びで終わったのです が、今回はマジにＧＧアンプを作ってみます。

　ですが、こうくると、極端な向きは、どーせＰＷＺのことだから、無茶な球を持ってきて非常識なデータを晒したいのだろう？と斜に構えられてしま いそうです（大笑）。３ＣＸ****なんて面白そうだなんて「言うのは簡単」ですが、さすがに、国家破綻論者のように、そこまで○ヌ□ではありません（大 笑）。常識的な線でいこうと思います。

　まぁ、プリアンプですから、普通はそのゲインの分だけ、ミクサーのＩＭ３特性を毀損します。ですから、どーせ、半導体並みのＩＭ３特性のミクサー なんて、受信用真空管を使う限りにおいてはできっこないのですから、プリアンプも適度なＩＭ３特性であればいいはずです。もともと、高いＩＰを狙うミクサーは感度が低く、それを補うためのプリアンプなのですから、ＩＭ特性も一緒に要求しては、特に真空管では、そりゃ酷でしょー（笑）。

　ということで、５０ＭＨｚのＧＧアンプとしては常識的な６Ｊ４を持ってきました。この球、高いμ（５５）＆Ｇｍ（１２０００μ/Ω）でＶＨＦ用 ＧＧアンプ用と銘打っていますので、まったくの純正用途での使用ということになります。（←つまんねーなぁ（笑））　まずは、一本使って、動作させてみま した。結果を簡単に書くと、利得が５０ＭＨｚではあまり取れないのですね。負荷回路もいろいろいじったのですが、結局５ｄＢくらいが限度でした。ＶＨＦで 同調インピーダンスを大きくとるのがもともと困難なので、こんなものなのかな？もっともこれは５０Ω終端の電力利得であって、次段がある程度はいインピー ダンスのミクサーであれば、結果はまったく異なります（←普通の使用例はこちら）。ただし、カソード入力のインピーダンスマッチングは無視しました。計算 すると２００Ωくらいになるので、ミスマッチであることは明らかなのですが。

　６Ｊ４は４本ばかり仕入れてあったので、これをパラ接続してみました。これが、以下の様子です。相変わらず「真空管も空中配線」でやっています。 センターピンあたりをシールドすることで、発振することはまったくありませんでした。コンサバな方がみたら「目をむく」配線法ですが、これは実装密度が高 く、好きな配線法です。

６Ｊ４　パラシングルＧＧアンプ

　回路図といえば、大変に単純なのですが、一応置いておきます。入力側は非同調です。インピーダンスは１００Ωくらいの計算値だったので無視しましたが、４対９のトリファイラトランスをつければ、完璧かもしれません。出力は同調回路のタップダウン＋９対１ステップダウントランスで作ってみました。回路図のタップ位置で最大利得にあわせてあります。

回路図

　この中で、トロイダルトランスを使っていますが、チョークコイルを使ってＤＣカットしています。ありものを使ったので２ｍＨなんて過大なインダクタンスをもって来ましたが、ここは５０ＭＨｚで数ｋΩもあれば十分なので、５００μＨもあればＯＫです。でもよく考えるとトロイダルトランスにＤＣを流して、タップにＣをかましてＤＣカットしその後ステップダウンしたほうが、チョークが不要になりますね（←笑ってごまかす）。

この状態での特性ですが、動作条件を示すと、

　　Ｆ＝５０ＭＨｚ帯
　　Ｖｐ＝１５０Ｖ
　　Ｉｐ＝１２ｍＡ×２
　　Ｖｇ＝−０．５Ｖ
　　Ｖｈ＝１２Ｖ

です。これで、

　　Ｇａｉｎ＝８．５ｄＢ
　　０ｄＢｍ入力時ＩＭ３＝−４７ｄＢｍ　よって
　　ＩＩＰ３＝２３．５ｄＢｍ

となりました。以下にＩＭの状況を示します。

ＩＭ３特性

　このように、小型の受信管を使うと２ＳＫ１２５のパラレルＧＧと同じような感じですか。以前に小型のアンプのＩＭ３特性を測定した例があります。比べてみれば、真空管はこういう低インピーダンス動作って、やっぱり不得手なのだという、当たり前の結果が得られました。

　さて、ＮＦなんですが、これは計算で求めたので、正しいのかどうかわかりません。まず、ＲＸにＡＴＴをかまして低感度ＲＸを造り、復調された Ｓ/Ｎ（１７ｄＢ）と入力（1.2μＶｒｍｓ）からＮＦを求めます。このＮＦを１９ｄＢとしています。このＲＸの前にこのプリアンプを置いて改善されたＳ/Ｎを測定して、アンプ利得（８ｄＢ）から、このプリアンプのＮＦを９．５ｄＢと求めました。うーん合っているかなぁ？まぁ、常識的な値なので、それっぽいですけど。

　それにしても、こんな高電圧をかけて、ヒーター電力を５Ｗ近くも食わせて、この結果ですから、普通に考えたら、こんなアンプの採用なんて、愚の骨 頂でしょう。結論は、「やっぱり採用はやーめた！２ＳＣ１２５１とかのＮｏｒｔｏｎ　ＡＭＰでＨＦ〜５０ＭＨｚのブロードバンドアンプを作ろう」です。このプリアンプは感度がほしい時用で、普段はＯＦＦにしているのだから、真空管を採用しないからといって「あっぷこんばーじょんばるぶてぃーあーるえっくす」を「イカサマだぁ」と否定しないでくださいね（大笑）・・・・チャンチャン。

＜Ｔｏｐ　Ｍｉｘｅｒの実験�@＞　【2012.3.9】

　今回のお遊びは古（いにしえ）のＵＨＦ用電力増幅管6939のミクサーへの転用物語です。真空管アップコンバージョンＴＲＸといっても、受信部は単なるシングルコ ンバージョンなので、こんな大げさな球を持ってこなくてもいいのですが、昔から、この球はなんだか面白そうな球だなぁ？と一度は使ってみたいと思っていま した。そんな思い入れから、実際に使うかどうかはともかく、様子を見てみたいと、ずっと思っていたのです。

　本来、この球はＵＨＦ用の逓倍・電力増幅の用途であって、受信ミクサーとしての使用例は寡聞にして聞いたことがありません（もちろん見たこともな い）。真空管の場合、本来の用途とかなりかけ離れた目的であっても、ある制限条件下では使えてしまうことも多いです。ですから、こんな真空管だって、受信ミクサーに使って悪いはずはありません。そんな「乗り」で実験してみました。なんせ、ＰＷＺ式真空管配線法は、きわめて簡単に回路がでっちあがるので、 思い立ったが吉日というわけです。

6939の外観

　この真空管はごらんのように中型の９ピンＭＴ管で、大きさ的には１２ＢＨ７とかの感じです。Ｐ損失は片側3.5Ｗ×２で、あまり大きなものではありま せん。プレート最大定格も２５０Ｖと控えめなものです。そのためか、プレートも一枚板で、外形も華奢な印象です。特徴はカソードとＧ２が共通になっており、Ｇ１とＰだけが分離されています。これは、明らかにプッシュプルでの増幅・逓倍を意図して電極が作られています。オーディオに使った人はパラシングルでやってるのを見たことがありますが、まともな音が出るのかなぁ（疑問）？　

　この写真のうち一本はＲＣＡの新品でＡＥＳから購入しましたが、残りの３本は、今までに真空管屋を覗いて、「猫またぎ」状態で放置されていたら、 ５００円くらいであれば買っておいたものです。どうもＮＨＫの放出品が多いのか、「ＮＨＫ」の刻印が鮮やかに刻んであったりします。さすがに、この真空管 が現役だった私の若かりし頃は、これで何か機器を作ろうと思ったことは無く、「うーん、高い周波数まで使えるんだろうなー」と思っていただけです。あとで ネタバラシしますが、当時、高い周波数で何の用途に使っていたか理解できる人（うーん、ミドルエイジ以上ですね）は、この項の結末は容易に想像できると思 います（笑）。

　6939とは違うのですが、これよりもっと大きくて使用周波数帯域が低い電力増幅管で6360というのもあります。私も何本か持っていますが、この真空管も似たような構成で、こちらはビーム管が２本、９ピンＭＴのガラス管に収まっています。これを使ったハイレベルミクサー回路が以下のようにＳＳＢハンドブックに載っています。これが昔から気になっていた回路です。

ハイレベルプッシュプルミクサーの例（ＳＳＢハンドブックより）

　さて、本題のこの６９３９を料理するのにどうすればいいのでしょう？なんせ高い周波数を扱えるのは明らかなので、５０ＭＨｚの信号なんか余裕でこなしてくれるは ずです。だったら、小細工せずに、先の６３６０のような普通のプッシュプルミクサーにすればいいのでしょう。古くはここで実験をしていますね。ただ、測定するために、絶対にＤＣリーク事故を起こしたくないので、結構気を使いました。ＤＣリークに遭遇すると、扱う電圧が高いだけに、測定器がお釈迦になる可能性がすごく高くなりますから。このため、出力側バランストランスはＲＦＣとＣでＤＣカットして、さらには、出 力を被服を被ったリンクコイルでアイソレートしています。４極管でプレート負荷インピーダンスが大きくなるので、それに見合った同調回路になっています。入力側も同じようなものですが、ここは、高いＤＣがかからないのでラフな回路になっています。

6939　トップミクサー

　以下は実験回路の外観です。

6939トップミクサーも実験回路

　いつもの空中配線です。いかにＫ-ＰアイソレーションのいいＧＧアンプとはいえ、６Ｊ４のようなＨｉｇｈ-Ｇｍ管を使っても、空中配線殺法が通用 したので、ミクサーのように入出力が結合しようのない回路では、余裕で安定動作します。（そういや、１２ＧＮ７×２で作ったときはちょっと発振気味になったことがあったが）

　こんな状態でチューンを開始しました。まずは、同調回路を調整して、出力が最大になるようにします。ＲｋはＶＲですが１ｋΩからＩｐを見ながら じょじょに減らしていって、Ｉｐ合計が４０〜５０ｍＡになるあたりで、スペアナのＩＭ３の特性最良点を探します。ローカルのドライブですが、ここは、カ ソードにかかる電圧が１０Ｖｐ-ｐ以上ではあまり利得もＩＭ特性も変化しないので、そのあたりで決めうちでもいいでしょう。ＳＧ電圧はＩｓｇの規格値を超 えない範囲で高いほうが利得、ＩＭ３共に良好になります。

　こうやって求めたのが以下の状態です。

　　Ｖｐ　：　２３５Ｖ
　　Ｉｐ　：　２０ｍＡ×２
　　Ｖｓｇ　：　１６５Ｖ
　　Ｉｓｇ　：　２ｍＡ
　　Ｌｏｃａｌ　ｄｒｉｖｅ　：　１０Ｖｐ−ｐ　ａｔ　Ｒｋ　ｏｆ　６９３９
　　Ｆｌｏｃａｌ　：　５９．２ＭＨｚ（ＤＤＳ）
　　Ｉｎｐｕｔ　：　０ｄＢｍ　×２　５０．２ＭＨｚ　　（ＨＰ８６５７×２）
　　Ｆｉｆ　：　９ＭＨｚ　
　　ＩＭ３　：　−４７ｄＢ
　　Ｇａｉｎ　：　８ｄＢ
　　ＩＩＰ３　：　２３．５ｄＢｍ
　　ＯＩＰ３　：　３１．５ｄＢｍ

6939トップミクサーのＩＭ３特性

　これを見ると、多くの方ががっかりするのではないかと思います。前振りが長いので、期待を持たせやがって・・・てなもんでしょうか（笑）？　こんなに大掛かりな構成でパワーも食わせて、この特性では２ＳＫ１２５×４のクワッドミクサーに遠く及ばず、ダイオードＤＢＭの利得が＋１５ｄＢくらい増えたレベルとでも考えられますかね。高インピーダンス素子の真空管をＴｒ的に無理して使っているということを忘れてはいけないのですが、パワーの取れそうな真空管使ったわりには特性は平凡ですね。

　でも、これはある程度予測はしていたのです（負け惜しみじゃないですよ）。だって、この時期の高い周波数の電力増幅用真空管は、使っている通信 モードはＦＭですから、リニアリティなんて、まったく考慮に入れて設計・製造はされていません。ちょっと外れますが、２Ｅ２６や６３６０みたいな球がリニ ア動作が全く持って不得手なのは、そういう理由によります。同じく６９３９も高い周波数用ですが、リニアなはずは無いのです。下の図のＶｇパラメータのＶｐ-Ｉｐ曲線を見ると、グリッドが負の領域ではリニアではありません。どちらかというと、この球はグリッドをプラスに振り込んでの、Ｃクラス動作用に設計されているのでしょうか。なんせ、規格表に第一グリッドの損失が規定されていますので。

　そんなことは最初から分かっていて、なんで使ったのだ？と言われてしまいそうですが、それは「一回、この球で遊んでみたかっただけ」と答えるしかないのでしょうね。球の本来用途からは外れてしまうので、６９３９君にしてみたら不本意そのものでしょうが。。。。んで、本当に採用する受信トップミクサーについては、まだまだもったいぶっておくことにします（大笑）。但し、２回続けて「あきらめ作品」をＵＰしたので、そろそろ、まともなものを出さないとなぁ・・・（苦笑）。

6939の特性（レイセオンの規格表から抜粋）

＜Ｔｏｐ　Ｍｉｘｅｒ　の実験�A＞　【2012.3.17】

　Ｍｉｘｅｒ�Aということなのですが、実はこれが最終形ではありません。気になっていたという点では同じ穴のムジナ族である６３６０も、かまってあげないとマズイということなのです。６３６０は〜１５０ＭＨｚくらいまでの移動用機器（タクシー無線？）の終段によく使われ、６９３９はＵＨＦ帯プロ用通信設備に多く使われたという違いはあるのでしょうが、ピンコンパチで同じような４極管（ビーム管？）が二つ同一ガラス管の中に鎮座しているという点で、同じ種族と思ってしまいがちです。ですから、こっちも遊んであげないと、またいつか、「むくむく」と遊びたい病の芽が出てきそうなので、ここらで発散しておきましょう（笑）ということ です。

６３６０の外形写真

　写真は６３６０です。型番の１０００番違いの７３６０とはえらい違いの真空管です（なんのこっちゃ？）。ＲＣＡのものは新品でＡＥＳから仕入れた もので、松下のものは、いつ買ったのかもらったのか記憶にありません。ただ、箱が有るところを見ると、一応、ジャンク屋で買ったようです。松下のほうはこの管の特徴である「くびれ」が見られますが、ＲＣＡの方はストレートですね。なんでくびれがあるのか分かりませんが、この管の特徴の記述には、けっこうな割合で登場します。大きさは６ＲＡ３とかの大型９ピンＭＴ管と同じ管長で、２つの合計プレート損失は１５ＷとＭＴ管では最大級のものです。そうい う意味で頼もしく、いかにＦＭ用といえど、６９３９よりリニアな感じはします。事実、ＣＱ出版の真空管ハンドブック７２年度版には、ＡＢ１級の動作例も出 ているくらいですから、５０ＭＨｚのトランスバータの終段として、製作記事もけっこう見たような気がします。また、好事家はこれをパラシングルにしてオーディオアンプを組む例も見ますが、あまり「音がいい」とは聞いたことがありません。ということは、オーディオに使えるほどリニアじゃないのでしょうかね？

　最初は６９３９とピンコンパチということもあって、セルフバイアスの６９３９と同じ回路で試験をしようとしたのですが、Ｒｋ＝500Ωくらいで、 ローカルを増力していくと、ミクサー動作が抑圧されてしまう現象に出会いました。２０Ｖｐ−ｐくらい突っ込むと突っ込んだ瞬間は想定される出力が得られますが、時間とともにじわーっと利得が減る不思議な現象に出会いました。ローカルを切って、また突っ込むと、同じような動作になります。ＳＳＢハンドブックには、カソードに５Ｗくらいの信号を突っ込んで、ハイレベルミキシングしている記述があったので、１Ｗにも満たないローカル信号ならまったく問題なかろう と思ったのですが、なんだか不思議です。

６３６０のプッシュプルミクサー回路

　ちょっと悩んだのですが、セルフバイアスだと、ローカル信号の振幅によってはなにかバイアス条件が変わるのだろう（実は、小さいＷ数のＶＲを使っ ていたので）と思い、固定バイアスにしてみました。カソード入力はチョークでＲＦ的に浮かして、Ｇ１には可変の負電圧を掛けました。これで、そういった不具合事象は起きなくなりました。これが上の回路図です。相変わらず２ｍＨという大きすぎるインダクタンスのＴＲ用チョークを多用しています（不本意です が、たくさん仕入れてしまったので・・・）。

６３６０のプッシュプルミクサー回路実験

　上記はセットアップした実験回路です。６９３９の回路の使いまわしで大きく変更はありません。同調回路も同じ定数で同調点を得ることができました。これで、実際に得られた特性が以下のようです。

Ｖｐ　：　２１０Ｖ
Ｖｓｇ　：　１８５Ｖ
Ｉｐ　：　５６ｍＡ
Ｖｇ１　：　-１７〜-１８Ｖ　
Ｖｌｏｃａｌ　：　１８Ｖｐ−ｐ　５９．２ＭＨｚ　（ＤＤＳ）
Ｉｎｐｕｔ　：　５０．２ＭＨｚ　０ｄＢｍ　×　２　（ＨＰ８６５７　ＳＳＧ）
ＩＦ　：　９ＭＨｚ
ＩＭ３　：　６３ｄＢ
Ｇａｉｎ　：　−３．５ｄＢ
ＩＩＰ３　：　３１．５ｄＢｍ
ＯＩＰ３　：　２８ｄＢｍ

６３６０のプッシュプルミクサーのＩＭ３特性

　これは、ＩＭ３チューンした場合で、これを利得でチューンすると、Ｉｐが３０ｍＡ〜２５ｍＡくらいで利得が０ｄＢになりますが、ＩＭ３は −５０ｄＢくらいに劣化してしまいます。６９３９より利得が取れないのは、使用可能周波数が低いからでしょうか？そういや、ＧＥの規格表にも、先のＣＱ出版真空管規格表にも、Ｇｍの記述がありません。どんなものなのでしょうね？結果はＩＩＰ３でこそ３０ｄＢｍを超えてきますが、利得を考えると、６９３９より 格段に優れているとは言えないと思ってしまいます。

　今回もあまりしゃきっとしない特性でしたが、まぁ、手元にある真空管は一度は遊んでやらないで死蔵するのはかわいそう（遊んでも、実用しなけりゃ 死蔵と同じとの声は無視します（笑））なので、今回の項をアップすることにになりました。なお、松下のジャンク品は、利得が遥かに小さく、使用不可能でし た。ということで、これにて、６３６０遊びを終了したいと思います（大笑）。結局、６９３９も６３６０も、感度（ＮＦ）を測るところまで興味が持続しませんでした。これはこれで残念です。

ＰＳ
もしかすると、じっくりチューンすればもっといい特性が出るかもしれません。しかし、滅茶苦茶ドラスティックに改善するとも思えないので、このへんで引っ込むことにします。

＜受信ミクサーの候補＞　【2012.9.8】

　いままで、ゲテモノのミクサー2種で遊んできました。今回はそろそろ、まともな形を提案しないと、いつまでたっても遊びが過ぎると呆れられてしまうので、ちょっとまじめに考えてみることにしました。実は、以前にアップした写真の中にすでにトップミクサーの候補になるモジュールの写真が載っています。これは下の回路図のごとくですが、ちょっと変わったつくりになっています。

トップミクサーの回路図

　回路図を見ると、普通の方は「げげげ？」と思うでしょう。こんな回路は見たことない？でな感想だと思います。まずは、3極管のバランスドミクサーということで、こういうタイプは今までに受信用ミクサーとして使われた例は殆ど無いと思われます。カソードインジェクションのシングルのアンバランスミクサーならＫＷＭ-２や、ＦＲＤＸ-４００などでお馴染みでしょうが、一応バランスさせたタイプは見たことも聞いたこともありません。そういう意味で、変わっていてちょっとわくわくします（笑）。

　特に、インプットの同調回路には工夫が凝らしてあります。いつぞやに実験していた同調回路のシリーズ接続です。これは、単にアンバランス回路のみではなく、バランス回路にも適応ができるようです。並列共振同調回路の両端には位相差１８０度の信号（対接地）が得られますが、それにシリーズ接続された同調回路が共振していなければ、ほぼスルーで信号を通過させますので、インプット側のＳＷで選ばれた周波数で位相差が１８０度の信号が、3極管のグリッドに入力されるわけです。

　出力側は６９３９や６３６０で遊んだ回路をそっくりそのまま借用しています。これも差動回路になるのですが、タップを取る必要がなく便利な回路です。ただし、安全のためにチョークコイルとＣでＤＣカットしているので、ちょっと部品点数が多くなりますが。

　カソード抵抗は動作点検証のために可変にしました。ＩＭＤの最適点を見つけるために使います。グリッドバイアスをかけられるようにしていますが、これは動作時のものではなく、ＴＸ時ミクサー動作をカットオフするためのマイナス電圧を供給するためです。

　で、重要なのがここに使う真空管ですが、トップアンプを省略したい思いから、ノイズの少ない3極管を選びました。例えば１２ＡＵ７とかの小型管だと、当然ながら扱える信号電力に疑問が出てきますので、大きなプレート損失のものを選んでみました。でかい損失のものというと、まっさきに１２ＢＨ７が頭に浮かびますが、どうも、この球はそんなにリニアリティが良くなさそうで、オーディオでもあまり使用例がみあたりません。６ＦＱ７などがいいかと思ったのですが、ヒーターが１２．６Ｖを選択できないので没にしました。そうやって絞り込んだのが５６８７です。

５６８７ＷＡ（東芝）の外観

　この球はオーディオ用にもけっこう使われているようですが、出生はコンピュータの論理回路用というのだから驚きです。フリップフロップとか作っていたのでしょうか？その割には12.6Ｖ0.45Ａ（6.3Ｖ0.9Ａ）と超大飯食らいで、こんな球をたくさん並べたら、どうやってヒーター電力を確保していたのでしょうか？コンピュータもトランジスタ化が急速に進んだので、大量に作られたわりには、市場在庫は潤沢で、どちらかというと一種の猫またぎ管になってしまうようです。12ＡＵ/Ｔ/Ｘ７とかの電圧増幅用双三極管に比べて、3倍もの電流が流れるヒーターがとっても強力なので、あかあかと灯ります。当然、こんな小さな形状の管面温度はものすごく熱くなります。プレート損失は4.2Ｗ×2で、ちょっとしたパワー管といってもいいでしょう。

５６８７の特性

　このＶｇパラメータのＶｐ-Ｉｐ特性はかなりきれいでリニアリティがいいように思います。Ｖｇを変化させたときの曲線の間隔が揃っていて、いかにも歪が少なそうな予感がします。しかし、ちょっと不思議に思うのはコンピュータの論理回路のようなＯＮ/ＯＦＦ動作の場合、こんなリニアリティなんて必要なくて、急峻にＯｎ/Ｏｆｆを繰り返す動作なのだから、Ｃクラスを飛び越してパルスモードになるはずです。それなら、もっと電流を少なくして、スイッチングに適した動作をさせやすい特性にしたほうがいいと思うのは素人のたわごとでしょうか？

　まぁそれはおいておいて、リニアリティのいいのはオーディオ用途でも折り紙つきなので、あまり詮索することなく、このまま進みましょう。

　一時期は７３６０で行こうかとも思ったのですが、昔に実験したときにはバッファが必要だったりで、今回は候補にしませんでした。その他、当時実験していた大電力の3極管や、５極管ミクサー達も、さすがにこんな無駄電流を食わせる余裕もなかったので、いっさいを押入れに押し込めてしまうことにしました（笑）。

トップミクサーの実装図

　回路図を実装するとこんな感じ↑になっています。なんだか不恰好ですが、部品の干渉を避けるためにアクロバティックな配置と配線になっています。一番奇異に見えるのはアンテナ端のリレーＳＷ群とコイル群を長々と同軸ケーブルで引っ張っているところでしょう。これは、こうやって作った空間にバランスドモジュレータからあるパーツの延長軸を通そうと考えてのことです。そんな企みがうまくいくか分かりませんが、いまのところ楽観視しています。

　さて、このような回路の動作です。

　　Ｖｐ＝２３０Ｖ
　　ＩＰ＝　４５　ｍＡ（２本）
　　Ｖｌｏｃａｌ＝　１１　Ｖｐ−ｐ
　　Ｉｎｐｕｔ　：　５０．２ＭＨｚ　０ｄＢｍ　×　２　（ＨＰ８６５７　ＳＳＧ）
　　ＩＦ　：　９ＭＨｚ
　　ＩＭ３　：　−６０ｄＢ
　　Ｇａｉｎ　：　　６ｄＢ
　　ＩＩＰ３　：　３０ｄＢｍ
　　ＯＩＰ３　：　３６ｄＢｍ


というところで動作させています。以下に０ｄＢｍ×２をインプットしたときの出力ＩＭＤを載せておきます。
ところで気がつかれたあなたはすばらしい。実はこんな動作はさせてはいけません。プレート損失オーバーなんです。

Ｉｐを３０ｍＡ台で設定しないと、規格をオーバーしてしまいます。この真空管はパルスで動作させる頑丈なヤツと思ってると寿命が短くなるでしょう。電流を減少させると、ＩＩＰ３は２０〜２５ｄＢｍになります。まぁ、真空管機でこんなＩＩＰ３のものは無いでしょうから、これでも十分な特性だと思います。

トップミクサーＩＭ特性

　さらに感度についても述べておきます。

　実は、感度を測れるようになるために多大な時間を要してしまいました。Ｔｓｕｂｕｙａｋｉにいろいろ書きましたが、下記の図のように、ローカル信号のサイドバンドノイズ（フェーズノイズ）が非常に重要な感度決定要素になってきます。

ローカルのＣ/Ｎと感度の関係

　この図にあるように、ローカルのフェーズノイズが大きいと、大電力なローカルを用いると、感度劣化が起きてしまうという現象を図式化したものです。図を見れば一目瞭然で説明の必要は無いでしょう。

　ＤＤＳのフェーズノイズはＡＤ９９５Ｘのデータがありました。下図はＡＤ９９５Ｘの仕様書からのコピーです。内臓マルチプライアを使わない場合、キャリアから１００ＫＨｚ以上離れると-１５５ｄＢＣ/Ｈｚといったところでしょうか？この図では１ＭＨｚ離れまでしか書かれていませんが、このあたりはすでにフロアになっているようで、今回のＩＦである９ＭＨｚ離れでもこの値で考えていきます。

ＡＤ９９５ｘのフェーズノイズ特性

　ＳＳＢの帯域を２．４ｋＨｚ、イメージと正規の帯域の雑音が印加されることを考えると、ＳＳＢ帯域でＩＦに落ち込むノイズは３７ｄＢアップしますので、-１５５+３７＝-１１８ｄＢＣとなるわけです。ローカルレベルが２５ｄＢｍと仮定して、最小感度レベル時の-１３０ｄＢｍのノイズフロアまで落とすには-１５５ｄＢの減衰が要りますので、-１１８-（-１５５）＝３７ｄＢの減衰を持つＢＰＦが必要となるはずです。ただ、これはクロックのフェーズノイズを無視していますので、これが悪い場合はさらなる減衰量が必要になると思われます。

　実は、最初、イメージサイドの減衰量を考慮に入れてなかったので、なぜか７ＭＨｚではかなり感度が劣化していました。これは、ＤＤＳに後づけしたＢＰＦのＳＷ（リレー）の浮遊容量による結合のようです。もともと並列共振回路を微小Ｃで結合するタイプのＢＰＦは、高域（イメージ受信サイド）の減衰が取りづらいので、浮遊容量での結合が輪をかけて減衰特性を劣化させていたようです。これについては、バンド毎に様子が異なり、さらなる追加ＢＰＦを入れることで（オーバーにはなるが）必要かつ十分な感度を得ることができました。

上記の表で追加のＢＰＦについては手持ちの実験用ＢＰＦを用いたのでちょっと大げさになっています。３．５〜７ＭＨｚは２〜３連、２１〜５０ＭＨｚは３連くらいが必要かもしれません。ＤＷＭさんフィルタならもっと次数は少なくていいかもしれません。

＜ＡＧＣ回路＞　【2012.9.28】

　ＡＧＣ回路をいじっていました。真空管受信機のＡＧＣ回路というと、古来より、ＩＦ最終段のプレート側から「疎に」結合したＤｉの倍電圧整流と時定数の 簡単な回路の電圧を、ＩＦ段のグリッドにフィードバックするというのが定石だったような気がします。ＳＳＢハンドブックの田村さんのオールバンドＴＲＸの 受信部もそうでしたし、その他、ＣＱ誌の古いバックナンバーを漁ると、たくさんの事例が出てきます。

　ということで、まずはこの古典的な回路から見ていくことにします。回路図は以下のとおりで、なんの変哲もありません。この回路の特性を見てみましょう。

AGC電圧検出回路（Ｄｉ）

　５０ＭＨｚにおいてＳ/Ｎ＝１０ｄＢが取れる感度点から７ｄＢ高い受信入力を０ｄＢとして、その後相対的に１００ｄＢのレンジで入力を増加させたときの状況です。これを以下に示します。

注：縦軸のＡＧＣ電圧（Ｖ）の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路（Ｄｉ）の特性

　まぁ、１００ｄＢの入力レベル増加に対して、圧縮できるレベルは４０ｄＢそこそこと、ＡＧＣって本当に掛かっているの？てな状況です。本受信機 はＩＦが３段ありますが、トップミクサーの利得が６ｄＢそこそこなので、受信機の利得的には極めて少ないと考えています。昔のコリンズタイプの受信機は、

　　　　　　　　　　　　　ＲＦ−ＭＩＸ１−ＭＩＸ２−ＩＦ１−ＩＦ２−ＤＥＴ

　という構成が殆どですので、たぶん、本機よりＩＦ最終段までの絶対利得は２０ｄＢ近く大きいのではないかと考えます。ですから、Ｄｉだけでも、 ＩＦ＆ＲＦを抑圧できるＡＧＣ電圧が生成できたのかも知れないと考えています。余談ですが、上記のラインアップでは、主な帯域制限はＭＩＸ２のあとですか ら、利得の高いＲＦ１と歪の多いＭＩＸ１，２が鎮座してるので、如何に真空管の扱える信号の電圧レンジが高いといっても、妨害には弱かったのだろうと推測 します。

　おっと本題のＡＧＣですが、まずは基本的なところ（利得不足）で、今回のＴＲＸの受信部に、Ｄｉ倍電圧整流回路は採用が難しいようです。それに 元からの懸念としては、如何に「ＩＦに疎結合」としても、ハイインピーダンスのＩＦ回路においては、ＳＳＢ信号を歪ませる可能性のある負荷（Ｄｉ整流回 路）を接続するのは、なんとなく嫌らしいものです。というわけで、バッファのないＩＦ段Ｄｉ整流回路は「没」ということになります。

　次に考えたのが、これまたＳＳＢハンドブックのＨＢ−６９受信機の回路です。これを以下に示します。

ＨＢ-69ＲＸのＡＧＣ回路

　見ると、これはＡＦ型で、増幅するための真空管を奢（おご）ってあります。さらにはトランス結合の両波整流回路と、ちょっとマニアックです。ＩＦゲイン調整用のマイナス電圧の付加回路もついていました。

　まずはこれをアレンジしてみます。比較的低いインピーダンスのトランスの負荷をドライブするためか、ちょっとＰ損失が大きめのμの低い三極管 ６ＦＱ７を使っています。トランスはタムラの１０ｋΩ（プライマリ）：４０ｋΩ（セカンダリ）のトランス？なんて入手できるわけありませんから、なにか代 用品を考えないといけません。

　ところで、ＳＳＢハンドブックの記述には、ＳＴ−５３が代用可能だと書いてありました。ところが、今、売られているＳＴ−５３はトランジスタの Ｂ級ＰＰ用のドライバートランスのようで、とてもこの用途に使える代物ではありません。仕方がないので、ＳＴトランスの表を見ると、入力が１０ｋΩの一対 一のＳＴ−７８が代用できるかも知れないとめぼしをつけました。これでインピーダンスはオリジナルの１：４だったのが１対１になるので、出てくる電圧は １２ｄＢも少なくなるので、ちょっと厳しいかもしれませんが。

　次に真空管です。６ＦＱ７は持っていないので、１２ＡＵ７で代用しようかと思ったのですが、いろいろパラメータをいじっていると、１２ＡＴ７の ほうが利得も大きい（当たり前）なので、まずはこれで行ってみました。実装は、シャーシ内部に横向きに設置していまして、このＷＥＢのどこか写真に写っています（笑）。なお、ピンコンパチなのでＴ７、Ｕ７、Ｘ７、Ｚ７は差し替えられますが、まぁ、Ｘ７やＺ７ はこの動作は無理だと思います（ので実験していません）。で、これでどのくらい利得を抑圧できるのか見てみたのが、以下の図です。

　

注：縦軸のＡＧＣ電圧（Ｖ）の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路（増幅型）の特性

　これだと、呆れることに、Ｄｉの回路と殆ど同じような特性です。ＡＦ型ということで７３６０の出力から信号取っているのですが、７３６０のハイゲインＤＥＴを持ってしても補えなかったようです。

　と、ここでめげてしまってはいけません。さらに、チューンを重ねます。球をパラにして、負荷抵抗を変え、整流回路をトランス巻き線をフルに使っ た倍電圧整流回路に変更しています。球をパラにするより２段接続のほうが利得があるので、それは最後の手段に取っておくことにします。この状態が以下の図 です。

AGC電圧検出回路（改良増幅型）

　この回路のＡＧＣ特性が以下の図です。Ｄｉのみの回路との比較も載せています・

注：縦軸のＡＧＣ電圧（Ｖ）の値はマイナスに読み変えてください

AGC電圧検出回路（改良増幅型）の特性

　ここまでやってもまぁ１００ｄＢの入力レンジが２５ｄＢまでしか抑圧できないので、どうしようかと思ったのですが、こればっかりやってるわけに も行きません。一応、このあたりで折り合いをつけることにして、先に進もうと思います。聞いた感じはファーストアタック、スローレリーズになっています。 一応、ＡＧＣの時定数はスロー、ファースト、オフが選べるようにしています。これは、実際の音声を聞いて最適化しようと思っています。まぁ、チューニング してシングルトーンを聞いている分にはさっとアタックしてゆっくりリリースするので、こんなもんでいいかな？と思っています。

　なお、Ｓメータ回路は昔からポピュラーなＦＥＴのブリッジ回路にＡＧＣのマイナス電圧を分圧して加えています。これだと、０ｄＢｍとかの大入力 にスケールを合わせると、常用域で振れが悪いので、低い入力レベルでの振れをすこし派手になるようにレンジ設定しています。しかし、これは緊急避難とし て、おいおい、ＡＧＣ用にログアンプ（例えば、ＦＭ用のＩＦ回路ＣＸ１００３ＢＭとかのＬＯＧ出力）を追加してリニアなメータスケールにすることを考えて います。

　ところで、昔の文献（アマチュア無線の新技術）を見ると、ＪＡ１ＡＣＢ難波田さんの真空管式ログアンプ（なんとリモートカットオフ管で６ＢＤ６相当の６ＳＫ７×３と検波の６ＡＬ５で 構成！）とかもあるので、うまくＡＧＣ処理をすると、ログアンプ特性を真空管のＩＦ回路で実現できるのかもしれませんが、ちょっとそこまで検討をする時間 がありません。とりあえずここで、一旦、受信機から離れようと思います。

真空管ＬＯＧアンプの回路

＜受信特性について＞　【2013.7.6】

　さて、受信機も終盤に来ました。かなりの時間をＬｏ-ＢＰＦに費やしましたが、なんとか受信機としてまとめないと。なおＡＦ部分については記載していませんが、ＯＰＡによるＡＦのＢＰＦ（0.3-3ｋＨｚ）とＩＣのＡＦ-ＰＡ（たしか秋月で買った型番失念の数Ｗアンプ：笑）なので、いまさら書かなくてもいいでしょう。以下特性の一部を見て行きます。

【感度】
以前に、ＤＤＳのフィルタを、もうちっと強化しないと３．５ＭＨｚと７ＭＨｚじゃ感度が出ないよーと言いっぱなしだったので、春の連休の頃に（おいおいずいぶん昔だなぁ）作っていた追加ＢＰＦをつけた場合の感度について記載しておきます。この場合、受信機の入力は、このＴＲＸ共通ＢＰＦを通して取得 した値、すなわち、ＲＸの入力ＢＰＦ→トップミクサーの時の感度になります。当然、トップのＢＰＦのロスが加算されるので、以前の感度とは異なってきますが、Ｌｏ-ＢＰＦを強化して、感度向上する分も考慮した総合特性ということになります。

　実は、このようにＬｏｃａｌのフィルタリングをしっかりすると、トップアンプは無しでもかなりの高感度になることが分かりました。要するに、 ＤＤＳのフェーズノイズをがっつりと抑圧すれば、ＨＦであれば、外来の空間雑音レベルに比べて十分な感度を実現できるので、ＡＩＰアンプとして用意していたこのアンプはまったく必要はなさそうです。実際、「半導体の」トップアンプを入れても、感度向上分は１ｄＢくらいなので、単に復調レベルが大きくなるだけに見えます。それよりも、外来雑音レベルがＨＦでは大きいので、上記の感度が得られるなら、トップアンプはまったく不要と感じました。なので、トップアンプは用意して配線はしましたが、使うことはほぼないでしょう。これで、「真空管ＵＰＣ機」の体裁を保つことができそうです(笑）。また、入力に十分な帯域外減衰量を有するＢＰＦを配置したので、ＩＩＰ３に関してはＡＩＰのアンプで損なうことも なく、５６８７の良好なＩＭＤ特性をそのまま享受できるはずです。 それにしても、この５６８７バランスドミクサーは大したもんだと自画自賛です。なんせ５０ＭＨｚでもすばらしい特性なんですから。

【イメージ受信】
　また、ＤＷＭさんＢＰＦの帯域外減衰量は半端じゃないので、イメージその他のスプリアス受信に関してはかなり期待が持てます。イメージスプリアス 応答に関しては、古くはＳＳＢハンドブックの測定の記事に記述がありました。簡単に言うと、イメージ周波数においては、トップフィルタの減衰量を超える強大な妨害波が存在すると、信号が受信・復調できてしまいます。このときの妨害波で（Ｓ＋Ｎ）/N＝１０ｄＢになるレベルと正規な受信周波数に置ける （Ｓ＋Ｎ）/Ｎ＝１０ｄＢになる入力レベル、いわゆる感度レベルとの相対値がイメージ妨害特性と定義されているようです。これは、単純に言えばトップフィルタのイメージ周波数における減衰量の多寡でほぼ決まるということですね。

　実際には以下のような値になりました。

　　　　　　　３．５５ＭＨｚ　　９５ｄＢ　　（イメージ周波数は２１．５５ＭＨｚ）
　　　　　　　７．０５ＭＨｚ　　８８ｄＢ　　（イメージ周波数は２５．０５ＭＨｚ）
　　　　　　１４．２０ＭＨｚ　　８６ｄＢ　　（イメージ周波数は３２．２０ＭＨｚ）
　　　　　　２１．２０ＭＨｚ　　７４ｄＢ　　（イメージ周波数は３９．２０ＭＨｚ）
　　　　　　５０．２０ＭＨｚ　　７５ｄＢ　　（イメージ周波数は６８．２０ＭＨｚ） 　　

　　　　　　＜注＞５０ＭＨｚはＢＰＦ減衰量だけでなく５６８７のイメージ周波数における感度劣化もイメージ抑圧に寄与？


　まぁ、トップフィルタにＤＷＭさんフィルタを挿入して強力な帯域制限を掛けているので、妨害に関してはかなり安心できると考えています。大昔のコ リンズタイプの受信機では、第一ＩＦ以前はトップアンプのグリッド側とプレート側の２つの同調コイルだけが帯域制限手段ですから、押しなべてイメージ妨害 は５０ｄＢというのが相場でした。しかし、周波数が高く、ＩＦが５〜９ＭＨｚとすると１０〜１８ＭＨｚ離れの２段の同調回路の減衰量だけで、イメージ妨害比５０ｄＢを確保するのはかなり難しかったのではないでしょうか？

　というのも、例えば２連ＢＰＦの高域側減衰量は４５ｄＢかそこらですので、イメージ比５０ｄＢを稼ぐには、下側ローカルが必須になります。また、 第１ＩＦが２〜３ＭＨｚといった神格化された有名機器の場合は、下側ローカルでも、イメージ周波数が主信号周波数に近接するので、より大変だったのでは？ と推察します。

　それに比べると上記の特性は十分に満足できる特性になりますね。

【通過帯域特性】
　これは普通に-６ｄＢ点で　３７０Ｈｚ〜２４００Ｈｚを得ています。帯域内リップルは+/-１ｄＢでした。

【復調高調波特性】
　これはＡＧＣギンギンにかかるような比較的高いレベル域での「検波器の歪み」をみているようなものです。周波数は５０ＭＨｚで、入力が感度+５０ｄＢのときの２次高調波レベルです。実は、この特性は殆ど検波用の７３６０で決まってしまいます。優良種（日立７３６０）の保存のため、ここには「あちら製」の７３６０のうちランダムに選んだものを挿していて、その特性です。日立製だと１０ｄＢ以上は特性がよくなることが解っています。ただ、このくらいであれば、実際に歪を感じることは無いので、わざわざ「ご神体」である日立製を持ってくることもないでしょう。

　実は、復調ＩＭＤでも測ろうかと思いましたが、現用ＳＳＧのＨＰ８６５７のフェーズノイズを考慮するとちょっと難しそうなので止めておきました。

検波後の高調波を見る

その他、

・ＡＧＣ回路時定数の切り替え、ＯＦＦ回路

を追加して、受信機としては一応完成とすることにします。