2004ＧＷもあっという間に終わってしまいました。（まだ、ＧＷ中という、うらやましい方も居るようですが・・・・）　私はといえば、フル８ビットＰＳのエンジンと４５プロフィールタイヤの組み合わせが最高で、意味も無くあちこち走り回っていました。　さて、本題の無線工作です。ここでは、送信機として仕上げるための各部回路を、ブロックごとに実験しながら作り進めて行くことにします。

　　【2004.5.6】

　どちらかというと、メカフィルをいじっていて、何か使い道がないかと考えたのが本ページの「はじまり」です。

　ジャンクボックスを何気なく見渡してみると、国際のＳＳＢ用メカフィルがごろごろと3つも出てきました。昔、近所のＯＭよりただ同然で戴いたＦＬ100をばらしたときに取り外したもの、中学３年のときにやっとの思いで購入し、高一中二や、７ＭＨｚのトランシーバ（ＳＳＢハンドブックに出ていた、ＪＡ１ＡＥＡ　鈴木ＯＭのＴＸに7360ミクサーを持った高一中二も組み合わせ）を作った奴、最後はこれも、死に物狂いで小遣いをためて買ったＦＲ400についていたフィルター基板・・・（本体はとっくにばらしている・・・・）と都合３個（本？）です。まだ、オークションで安く手に入れたＦＬ/ＦＲ400がレストア用に取ってあるので、このほかに３個（ＳＳＢ２個、ＣＷ１個）はあるはずです。

　今回、コリンズのＭＦをいじるにあたって、比較のために特性を取ってみようかと思いましたが、当然、ケース内のウレタンスポンジはねっとりとエレメントにこびりついて、損失が大きいはずです。まとまった休みでもないと、フィルタの分解掃除なんて、面倒くさがりの私には、取り掛かるにはとてもバリアーの大きい作業です。しかし、一念発起して、３つまとめて分解することにしました。下図に分解前の劣悪な特性を取得するためのＳＭＡコネクタを付けたＭＦ達を示します。

国際電気メカニカルフィルター
　(左上：初めて購入したもの　左下：ＦＬ-100取り外し品　右；ＦＲ-400取り外し品）

　これらは使われなくなってから、長いもので25年以上が経過しています。従って、まったく初期の特性は期待できないと考えられます。ちなみに、分解掃除前の特性図を以下に示します。いずれも、損失が大きく、また、振幅特性も平坦な部分がないほど、「おかしな」格好です。この中で、損失の大きなものと、比較的損失の少ないものの違いは、金属ケースを開けてみて理由がわかりました。エレメントがウレタンスポンジにべっとりと固着しているものが、損失が多かったようです。この特性復活法は、オリジナルはＪＡ９ＴＴＴかとうさんのＷＥＢにあったようですが、現在は、同内容は記載されていません。こちらを参照された記事は、こことここにあります。分解掃除の方法については、前記２つのＷＥＢを参照させていただきました。そのとおりやってみて、改めて記載する新規事実も無かったので、「おそうじ」方法についてはここでは記述することは止めておきます。

	（１）ＦＬ−１００取り外し品 ＳＰＡＮ：20ｋＨｚ ＲＢＷ：300Ｈｚ 上のラインは１ＭΩで受けた場合の直結時スイープレベル ５０Ω送り出しに対して５０ｋΩＶＲをシリーズにして接続し、ドライブ 受けは50ｋＶＲ並列接続端を1ＭΩ受けでスペアナに
	（２）初めての購入品 条件は同上 ロスがかなり大きい
	（３）ＦＲ-400取り外し品 条件は同上 ロスがさらに大きい

　下図は「おそうじ」終了後の振動子の様子です。きれいな金属光沢がよみがえりました。これを、新しいスポンジにつめて出来上がりです。上記ＷＥＢの記述にあるごとく、ウレタンくずはきれいに除去できました。

掃除後の写真（左から（１）、（２）、（３）の順番）

さて、お決まりの復活特性図です。

	（１）ＦＬ−１００取り外し品 帯域内振幅特性はフラット、遅延特性も素直な気持ちよい特性に仕上がっている。
	（２）初めての購入品 遅延っ特性に乱れあり。中心周波数がちょっとずれている。はじめからこんな特性だったのであろうか？？
	（３）ＦＲ-400取り外し品 ちょっと、帯域外のリークが多そうである。帯域内振幅特性がいびつ。遅延特性も乱れがある。

　このように、３本ともなんとか初期性能に近い特性に復活できたのではないでしょうか？特にこのうちＦＬ100出身のＭＦは特性がきれいで、こいつは今回のスピーチプロセッサ候補の最右翼です。1967年製造ですから、なんと37年前の代物です。　　最初の購入物は、もし、経年変動でないなら、当時から、若干、中心周波数が低かったのでしょうか？こいつは、シビアな用途は無理なので、昔作ったＳＴ管高一中二に実装することを考えて見ます。（老後の楽しみです・・・・・・）　最後のフィルターブロックは、さて、何を作ろうか・・・・と思案気味です。３．５ＭＨｚの真空管シングルバンドＴＲＸ（シングルスーパー）でもやりますか・・・・というところです。

　上記の特性をみると、ＭＦは遅延特性があまりピーキーではないようです。ＸＦに比べてマイルドなのは、振幅特性があまりに急峻に変化していないからでしょう。これが音にどういう影響を及ぼすかはまさに「諸説紛々」なので、ここではあえて論じません。ただ、一番まともそうな、ＦＬ-100の取り外し品を使うことは決めました。

　おっとっと、ＭＦのお掃除で、今回は疲れてしまいました（笑）。あと３本のＭＦ（まだ、実機の中）をお掃除するのはさて何時になることやら・・・・・ということで次回はスピーチプロセッサに進みます（ただ、まったくオーソドックスなＲＦタイプで面白みはゼロですのでご期待はしないように・・・・・）。

　
＜スピーチプロセッサの構成＞　【2004.5.22】

　今週はＣＭでいろいろ気になることが多く、あまり無線工作は進んでいません。・・・・・・

　さて、本題のスピーチプロセッサです。まず、これはＴＲＸへ内臓するか、個別に作るか考えないといけません。個別に作ると、ＲＦタイプの場合は、新たにＳＳＢ用のフィルタが２個要ることになります。内臓なら、追加は一個で済みます。すなわち、ＤＳＢ変調して、ＳＳＢフィルタでシングルサイドバンド化してクリップさせて、また、帯域制限するという構成になろうかと思います。個別に作ると、他の機器への転用ができるので、用途が広がりますが、ＳＳＢ用フィルタが２個というのはいかにも負担です。ということで、内臓タイプにしてみました。構成を下の図に示します。

ＲＦスピーチプロセッサ

　なんのことはない、ダイオードクリッパーが入っているだけです。ＤＢＭからのＤＳＢ信号を国際ＭＦ(上記）でＳＳＢ化して、ちょっとアンプをかましてダイオードの導通領域で振幅制限をかける普通のものです。

　ここで、クリッパー用ダイオードを通過した信号がどうなっているかを下に示します。クリップさせると高調波だけでなく、（当然のことながら）ＩＭによって、側帯波成分が盛大に生成されます。

		455ｋＨｚ+/-1.2ｋＨｚの２トーン信号を上記2ＳＫ241アンプ入力に印加 入力：-35ｄＢｍ
		入力：-25ｄＢｍ
		入力：-15ｄＢｍ

上図の２トーン信号は音声信号スペクトラムの代わりを想定しています。クリップさせると盛大に側帯波がでますし、当然、高調波成分も出ます。これらは、そのまま増幅するととんでもない妨害になるのは分かると思います。高調波は、このあとのＬＣのＢＰＦで無くなって行きますが、側帯波成分は「ちゃんとした」フィルタで切り取らないといけません。

　ということで、冒頭の構成図のうち？の部分に何が必要かわかると思います。ここはコリンズのＭＦを用いて、厳格な帯域制限をかけるという形になるわけです。

　（実はある方から頂いたメールのご質問に答えられるようにこの項目を起こしました）

　上記構成でスピーチプロセッサは「入れっぱなし」ではなく、スルーにできるようにスイッチを付けるつもりです。このときはＤＢＭからのＤＳＢ信号は、コリンズＭＦにダイレクトに供給されることになります。ただ、スルーの場合はＡＬＣ的な振幅制限増幅器が必要になると思います。

続く

　　【2005.3.12】

　職場で「メンタルヘルス」についての研修がありました。興味深かったのは、若年層のストレス耐性の低下傾向と、それに伴う、俗に言う「切れてしまう人」の増加、並びにその原因について極めて納得性の高い話が聞けたことです。実社会におけるストレスをうまくコントロールできないと鬱になったり切れたりするとのことですが、怖いのは、最近、本当に広い範囲で「危ない」人をよく見かけるようになったことです。通勤電車の中なんて、逃げようが無いので、私は絶対にその手の人には関わりを持たないようにしていますが、ネット上では、相手の正体がわからないだけに、細心の注意が要りそうです。

　ところで、本題ですが、ちょっとＤＤＳ-ＰＬＬはお休みにします。現在はローカルを受信系につなぎこんで、各種特性の傾向を見ています。それとは別に、送信系で気になってる部分のケリをつけてしまうことにします。

　というのは、ＩＦは本当は70ＭＨｚ帯に取りたかったのですが、ルーフィングフィルタの入手とＶＣＯの構成しやすさ（Ｃ/Ｎ）を考慮して、やむなく45ＭＨｚ帯に取りました。これで、50ＭＨｚ帯の送信が極めて厳しくなるのは承知の上でした。すなわち、ＩＦ＝45ＭＨｚ、Ｌｏ＝95ＭＨｚ帯、ＴＸ＝50ＭＨｚ帯とすると、ＩＦからミクサーで変換したあと、ＴＸ帯とＩＦが近いためにＩＦ信号が取りきれるか心配だったのです。

ＴＸ　ミクサー残留スプリアス（ＩＦ　ＩＮ：-10ｄＢｍ）
ＩＦ：45ＭＨｚ　ＬＯ：95ＭＨｚ　ＲＦ：50ＭＨｚ
ＣＦ：50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：100ＭＨｚ

　上図のようにセンターの希望信号（50ＭＨｚ帯）に対してＩＦの45ＭＨｚはあまりにも近く、ミクサー（ＤＢＭ）のＩＦ抑圧効果を考えても、後に続くフィルタの次数が大きくなりそうです。そこで、５０ＭＨｚだけ、ノッチフィルタを入れることにしました。いきなり、配線図です。

　ミクサーのあと、５０ＭＨｚだけ、２段のＢＰＦを入れてアンプして、並列共振のノッチを入れて、広帯域アンプの帯域制限用のＬＰＦ（カットオフ５４ＭＨｚ）を通過してもとに戻す構成です。後から考えたら、ノッチはＨＦにも共通に入れておいてもいいかもしれませんでした。ＨＦで45ＭＨｚＩＦの低減が十分でなかったら、そうします。ここで、本来なら、ＳＤ8901の受信ミクサーを送信用にも流用するのがいいのですが、どうも、ＩＦサプレッションが多く取れず（実装j時20ｄＢ程度）、えいやとばかり、ＴＸミクサーを別にして、４０ｄＢ近く稼いでいます。また、このノッチだけでも３５ｄＢくらいは楽勝なので、この回路だけでも、かなりスプリアス低減はできます。

上記回路のＦ特性
ＣＦ：50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：50ＭＨｚ
ノッチがかなり急峻

上図は回路の特性です。ＢＰＦ、ノッチ、ＬＰＦの合成特性です。実は、このノッチは50ＭＨｚでは平坦部にくらべ、-10ｄＢくらい減衰があるので、アンプを入れたのです。アンプの利得は19ｄＢなので、ＡＴＴやＢＰＦの減衰に消費されて、結局50ＭＨｚ帯の利得は0ｄＢになりました。

ノッチ回路を入れたときの特性
（パラメータは先の写真と同一）

ノイズフロアが高いので、ちょっとわかりずらいですが、9５ＭＨｚのローカル漏れがある以外はきれいなスペクトラムです。９５ＭＨｚのローカルの漏れは、この後の受信共用フィルタで消えて無くなる予定です。

　　【2005.5.4】

　ゴールデンウィークも半分を過ぎました。どこに行っても人出が多いので、今回は平日に小旅行する程度に留めるつもりです。あれ？　この章のトップは2004年のＧＷに書いたようだぞ！最近１年経つのが本当に速いです。５年後も、こんなＨＰで遊んでいたりして！（進歩＝0！）　　さてさて、シンセのケリがついたら、一山超えたのか、がっくり製作スピードが落ちました。何をするわけでも無いのですが、なかなか進みません。こんなときは流れにまかせて無理はしないことにします。

　一応、送信回路が集まってきたので、バラックセットを組み始めました。これまでに、受信部を作り、ＤＤＳ-ＰＬＬシンセサイザを作ったので、同じような手法で、測定しながら組み上げようと思います。というのは、モジュールごとに特性確認しても、やっぱり、大きなブロック（受信部、送信部、シンセサイザ等）で確認しないと本当に個々の特性が出るのか、極めて危ないからです。結果的にブロックを結合して特性を取るということは、ほとんど、ＴＲＸを作っていることに等しいのですが、これはこれでＴＲＸの筐体に全てのモジュールを組み込むと、またまた何かおかしくなることもあるので油断ができません。

ＴＸの回路ブロックを結線して実験中

　各コンポーネントを結線してとりあえず、ＰＡ出力にＬＰＦをつなぎ、ミクサーに20ｋＨｚセパレーションの２−トーンを入れてみたところ、どうも出力ＬＰＦがつくとＩＭＤが5-10ｄＢ程度劣化してしまいます。原因が判明しないので、とりあえず、切り分けるためにＣ1971のドライバー出力をＬＰＦに通して、50ＭＨｚでＩＭＤを取得すると、やはり裸の場合（ＬＰＦ無し）に比べて3-4ｄＢほど劣化するようです。その様子を下に示します。１Ｗｐｅｐでシングルトーンから-40ｄＢ（ｐｅｐから-46ｄＢ）なので、びっくりするほどいい値ではありません。

ＩＭＤ劣化の様子
ＭＩＸＥＲからバンドパスアンプ
バッファー、プリドライバ、ドライバ、ＬＰＦを結線して測定

　バイアス電流を可変にしておき、ベースカレントとしてＣ1970は約120ｍＡ、Ｃ1971は約250ｍＡ近く流していてＩＭＤ最低点を探ったものです。ベースカレントを多くしてＡクラス近くにすれば、歪みが激減するというような様子も無く、いまのところこんな状況で実験中です。

　ＰＡとＬＰＦを付けると、大きくＩＭＤが劣化するようなので、何が原因なのか考えないといけないようです。

＜ＬＰＦの組みなおし＞　【2005.5.28】

　↑のようにちょっとおかしな状況になって、リターンリスブリッジを作って、なにか明らかになるかな？と思っていましたが、どうも、ＬＰＦ単体でＰＡにつなぎ込むとＩＭＤ劣化が無い様子から考えると、いい加減に作ったLPFの切り替え回路が、原因としか考えられませんでした。

　まず第一段階として、50ＭＨｚと21ＭＨｚのＬＰＦを同軸ＳＷで切り替え回路を作って、ＩＭＤ測定をすると、劣化が起きませんでした。これに気をよくして、５バンド全部のＬＰＦ/切り替え回路を速攻で作ってみました。

同軸ＳＷ（＠420円）を用いた切り替え回路とＬＰＦ

　この回路は、周波数が高くなるほど、切り替え段数が少なく、通電しない状況では50ＭＨｚのＬＰＦが選択されます。3.5ＭＨzと7ＭＨｚの場合は３回路×2の同軸リレーを通ることになります。このリレーはＭＦの切り替え回路に用いたものと同じで、通過電力は10ＷまでＯＫですから、今回の用途にはかろうじて使うことができます。

50ＭＨｚ帯における3ｒｄ　ＩＭＤ
ＰＥＰ：10Ｗ　２tone　: 20kHzｾﾊﾟﾚﾚｰｼｮﾝ
ＶＮ66ＡＦＤ　Ｉｄling　Ｃｕｒｒｅｎｔ　：　0.9Ａ

　このＬＰＦをＰＡにつないで、ＩＭＤを測定してみました。以前のＬＰＦブロックとは異なり、ちゃんとＩＭＤが下がります。上図はＰＥＰ＝10Ｗ時のＩＭＤで、調子にのって動作点をＡクラスに近くしてみました。このあたりで発熱が大きいので、小さいＦＡＮで冷却しています（念のため）。シングルトーンから40ｄＢ以上、ＰＥＰからは46ｄＢ以上の３ｒｄＩＭＤ特性が取れました。このレベルであれば、ＬＰＦブロックの影響は無いと考えていいと思います。

　同軸リレーのほうが、当然のことながらインピーダンス整合には有利ですが、いい加減なリレーで切り替え回路を構成したＬＰＦブロックに対して本当に有利なのかは確定できていません。リターンロスブリッジでは、ＳＷＲは解っても、ｊの+/-は解らないからです。ネットワークアナライザの領域なのでしょうか？　とりあえず、今日は、ＩＭＤを劣化させずにＬＰＦブロックを実装できたことで「よし」とします。いろいろな解析のためのアプローチは時間があったらやることにしたいと思います。

＜リターンロスブリッジで何かわかるか？？？＞　【2005.6.4】

　せっかくＲＬＢを作ったので、ＩＭＤ特性の悪かったＬＰＦと良かったＬＰＦで何か差異が生じてるのか、測ってみることにしました。まずは悪いＬＰＦ（いい加減なリレーで構成したもの）の様子を以下に示します。

周波数特性とリターンロス特性（ＤＵＴ接続）
ＣＦ：50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：100ＭＨｚ

　リターンロスのＤＵＴポート開放の特性を取り忘れましたが、これは下図と大きく変わりません。とすると、50ＭＨｚにおけるリターンロスは20ｄＢくらいなので、ＶＳＷＲ＝1.2くらいでしょうか？意外と悪いなぁ、これが原因かな？と思っていました。

周波数特性とリターンロス特性（ＤＵＴポート開放とＤＵＴ接続）
ＣＦ：50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：100ＭＨｚ

　ところが、新しく、同軸リレーを使って作ったＩＭＤ良好型の特性は、上のような感じです。５０ＭＨｚでは、なんと、リターンロスは少し劣化しています。18ｄＢくらいでしょうか？？よくわからなくなってきました。

周波数特性とリターンロス特性（ＤＵＴポート開放とＤＵＴ接続）
ＣＦ：50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：100ＭＨｚ

　念のため、単体の50ＭＨｚ用ＬＰＦ（３段定Ｋ型）の様子を上に上げておきます。これはリレーを使わず、ＳＭＡコネクタで直接接続しています。なんと、コイツはＩＭＤはまったく劣化しないにも関わらず、５０ＭＨｚのリターンロスは上のフィルタよりさらに悪く、16ｄＢくらいです。以上の様子からは、どうもリターンロス（整合）とＴＸのＩＭＤには密接な関係が見出せませんでした。ブリッジを作ったので、ちょこっと測定してみましたが、これ以上はよくわかりそうにないので、追求は止めることにします。

　　【2005.6.12】

　そろそろ全体を見渡して、TXの構成を考えないといけません。まだ、手がついてなかったのが、ＡＬＣの構成です。最近の記事やＷＥＢの作例を見ても、ほとんどＡＬＣ付の機器がないようです。ＱＲＰであれば、あまり考えなくてもいいのでしょうが、音声のピークで歪まないように考えると、平均電力は-15ｄＢくらいになってしまうので、普通は（知らず知らずのうちに）かなり歪ませて運用していることになると思います。スピーチプロセッサもいいのですが、この章の始めにあるように、ＲＦタイプでもインバンドに落ちる歪みは多そうです。もちろん、ＰＡで発生する、音声ピーク時の歪みは抑えられますが。ということで、ＡＧＣというかＡＬＣについても検討してみることにしました。

　ＡＬＣの場合、可変利得のアンプが必要になります。ところが455ｋＨｚ近辺で制御できる低歪の素子は、あいにくあまり候補がありません。簡単にやるなら、デュアルゲートＭＯＳでしょうが、あまり面白くありません。ＰＩＮ　ＡＴＴは455ｋＨｚ近辺では整流作用で「使えない」とされています（実験してませんが）。そこで、今回、ちょっと変わった回路で遊んでみました。遊びですから、うまくいかなくても、あまり気にはしません。　ということで、いきなり回路図です。

　
可変利得ＡＭＰの一例

　これは、ウイーンブリッジ発振器の自動利得制御回路で有名な回路です。ＦＥＴのｒｄｓをＯＰＡの帰還ループに入れて、利得を制御するものです。４５５ｋＨｚあたりだと、ＣＡ3080は、もしかしたら動かないかもしれないと思って、こんな回路を実験してみました。ＯＰＡは455ｋＨｚでも十分動く安価な石です。2ＳＫ30のトレインについているＯＰＡの帰還抵抗を小さくすれば、利得制御範囲を拡大できますが、この定数で、最大18ｄＢの利得制御ができます。最大利得も18ｄＢです。ＴＸのＡＬＣに用いるなら、そんなに利得可変幅は必要でないと思いますが、一応、これは系を組んだときに最適化することにします。

　ここで、おまじないは入力に少しバイアスをかけて、ＯＰＡ出力の振幅範囲をプラス側に振ってることです。オフセットなし（＝ＯＰＡ出力振幅は+/-に振れる）でやると、帰還ループのＦＥＴのｒｄｓの非対称性なのか、ある領域で歪みが猛烈に増える場合があります。それを避けるための入力側プラス領域オフセット処理で、こういった解決法はスマートではないのですが、まあ、アマチュアのお遊びということで、笑ってください。

　出力のＲは次段のインピーダンスにあわせて可変します。あまり負荷を重くすると歪みが増えますが、８００Ωくらいまでは問題なく使えそうです。利得は16ｄＢでこのＲによる減衰を考えると、負荷が５０Ωの場合、この回路の利得はほとんどありません。

可変利得アンプ

　こんなかんじで実装していますが、実際に組むときはＴＸの455ｋＨｚＩＦ系に組み込むことにします。念のために下図に利得最大時のＩＭＤを載せておきます。入力-7ｄＢｍ　負荷Ｒ＝1ｋΩで、系全体ではちょっと挿入損失があります。５０Ω系なら、入力ＩＰ３は-7+（65/2）=25dBmということになりましょうか？　さすがにＭＯＳＦＥＴではここまで取れないと思います。

可変利得アンプの出力ＩＭＤ（５０Ω受け）
ＣＦ：455ｋＨｚ　ＳＰＡＮ：200ｋＨｚ

　一応、利得制御範囲の全域にわたって、ＩＭＤ＜65ｄＢ以下を確認したので、とりあえず使える回路ではないかと思っています。

＜利得と制御電圧特性＞　【2005.6.18】

　先週作ったアンプの特性を取ってみました。帰還抵抗を変えて、少しゲインアップした形で見てみました。下図のＲというのはＯＰＡの負荷から反転入力につながる帰還抵抗です。Ｒ＝5ｋΩが以前の状態で利得は16.5ｄＢで、Ｒ＝20ｋΩの場合が利得26ｄＢです。

減衰量ｖｓ制御電圧特性

　ＩＭＤを測ってみましたが、入力換算でＲ＝5ｋΩの時は25ｄＢｍ、Ｒ＝20ｋΩの時はＩＰ３＝17ｄＢｍでした。このへんは利得を重視すると入力換算ＩＰ３は劣化します。出力側のＯＰＡの振幅（この場合+側のみしか使えないので不利になります）によって制限されるからです。

　あとは、45ＭＨｚ帯でＰＡが歪んでしまうレベルを検出して、そこからこのアンプの利得を制限するようなフィードバック回路を組めばいいことになります。ＧeダイオードとOPAで比較的簡単に構成できると思います。

　　【2006.3.25】

　いやぁ、長い間、製作をＱＲＴしていました。週末の時間が取れなかったり、なかなかうまく進まなかったりで絶筆寸前でしたが、ここでがんばらないと、永久に立ち上がれないと思い、なんとかやっとの復帰です。

　さて、受信部のけりがついたと思って送信部の配線をしていって、「まぁ、ちょいとＤＢＭのＩＭでも確認してみようか」と、昔作った2トーンジェネレータを引っ張り出して見てみると、これがなんとも調子悪いのを目撃して、「萎えーー」（←萌えーーではありません）だったからです。何がって、やっぱり、規格表には0.5ＭＨｚから使えるといいながら、0.5ＭＨｚ近辺は特性劣化が激しいようです。
　ということで、オリジナルの変調器に使っていたＳＲＡ-1（0.5-500ＭＨｚの普通のＬｏレベル用）の特性を以下に示します。

ＳＲＡ-1の４５５ｋＨｚにおける変調出力のＩＭ特性

　これは、入力が1ｋＨｚ、1.8ｋＨｚの2トーンで、シングルトーンのレベルは-12ｄＢｍです。2トーンジェネの出力はマイクアンプを想定した、ＬＭ386で増幅して50Ω系に整合してＤＢＭに入力しています。3次のＩＭＤは-40ｄＢくらいですから、+8ｄＢｍくらいがＩＰ3というところでしょうか？　昔、ＤＢＭのＩＭを見ていたときのデータに比べると相当劣化しています。また、ＤＢＭの出力には２ｄＢの整合用ＡＴＴが入っているのですが、↑の出力は-22ｄＢｍくらいなので、ロスが8ｄＢとなって、ちょいと変換損失が増加気味（2-3ｄＢ？）です。これでは、あまり使う気にはなりません。この原因はコアの特性にあるのでは？というのが初見の所見（？）です。なお、キャリアサプレッションはセンターに隠れて見えませんが、-60ｄＢ近く無調整で実現しているような感じです。ということで、ちょっと手持ちの他のＤＢＭ（コアの大きそうなやつ）と、コアのインダクタンスをたっぷり取った自作のＤＢＭを調べてみます。

調べたＤＢＭ

上図は左からＲ＆ＫのＭ1（0.5-500ＭＨｚ）、ミニサーキットのＳＲＡ1、自作1ＳＳ16×4のＤＢＭ（ＤＣバランス付）です。自作ＤＢＭのコアはＦＢ801にトリファイラで9回巻いています。これは、ほとんど穴を通すのが困難な巻き数です。

Ｍ１の４５５ｋＨｚにおける変調出力のＩＭ特性

　これはＭ１の同条件での特性です。キャリアサプレッションが-46ｄＢ、ＩＭ３が-56ｄＢなのでＩＭ3は16ｄＢｍくらいでしょうか？変換ロスも6ｄＢ程度と、まずまずです。だいぶ良くなりましたが、まだ、すっきりしません。ということで、

自作ＤＢＭの４５５ｋＨｚにおける変調出力のＩＭ特性

　これが、自作のＤＢＭです。キャリアサプレッションが-56ｄＢ、ＩＭ3は見えるような見えないようなで-70ｄＢとします。左端の２つのスプリアスらしきものは2トーンの２倍波のようですね。ＩＰ３は23ｄＢｍと、かなり良くなりました。なお、キャリアは10ｄＢｍくらい入れています。　ということで、ずいぶんと時間がかかりましたが、低い周波数（４５５ｋＨｚ）でのダイオードＤＢＭの実験はあまりお目にかかっていないので、なんらかの参考になればと思います。しっかし、これで、受信ＤＥＭ　送信ＭＯＤ共用回路の作り直しは必至の様相を呈してきました。めんどいなぁ。。。。。


ＰＳ
　
どうもＤＢＭのＩＭを測っていると、気になるのが、昔作ったＡＳ-ＲＩＮＧ　ＭＯＤです。一応、ざっとＩＭを取ってみましたが、出力が-25ｄＢｍで-60ｄＢとなりました。2ｓＫ241のアンプを含んだ特性（このアンプは出力レベルが低いので、十分低歪）ですが、これだと、飛びぬけてＩＭが良いというわけでも無さそうです。入力が50Ωになっていないので、入力換算ＩＭ３は規定しずらいのですが、まぁ、ＤｉのＤＢＭと同じか、ちょい悪いと言うレベルではないでしょうか。。。。。。

　　【2006.4.1】

　今日はエイプリルフールらしいですが、アップ内容にうそはない（はず）です。（笑）
ＭＯＤの歪がわかったら、その後に続く小信号アンプの特性を確認しておきたくなりました。特に広帯域増幅器として設計されているものを、４５５ｋＨｚ近辺で使う場合の注意点についても記しておきます。

　まずは、対象とするアンプ群ですが、ＤＢＭ/ミクサーの出力が-１８ｄＢｍ程度になるので、その後に繋ぐならなんでもいいのですが、この際ですから、いままで便利に使ってきたアンプについて特性を取ってみることにします。

　まず、手元にある実験用モジュールをかき集めてみました。

　6つばかり出てきました。ＮＦＢ　ＡＭＰ�@はトロ活に出ているやつです。同、�A�Bは原典はメーカー機のようなのですが、ＣＱ誌1981年1〜3月号のＪＥ１ＨＹＲ井端ＯＭの「14/21/28ＭＨｚＳＳＢトランシーバー」に載っていた回路です。ＩＣ　ＡＭＰ�@、�Aはそれぞれのデータシートを参照してください。ＦＥＴ　ＧＧ　ＡＭＰはおなじみトロ活からの出演です。面倒なので定数は省いてありますが、興味のある方は原典を当たってください。

小電力アンプ群
2ＳＣ1426　（Ｓ）　　　　μＰＣ1654
　　　2ＳＫ125　（パラ）　　　　2ＳＣ1426　（ＰＰ）
μＰＣ1677

　さて、得られた特性を以下の表に記しておきます。

（注意）　455ｋＨｚでは十分なインダクタンスの取れるトランス/チョークを用いてください。

　パラメータが一律でないのは、訳があります。まぁＩＭ３が-60ｄＢ付近になる入力はどれくらいかを見つけ、それを、使えそうな周波数の負荷/入力トランスを巻いてみてＩＰ３を測っただけなので、全部の素子でいろんな周波数の特性を取るのは止めています。しかし、この表はかなり有用で、455/45Ｍ/ＨＦ/50ＭＨｚのアンプを組むのに最低限の情報があります。ゲインを狙うときはμＰＣ1677に適度な負荷チョーク+ＬＰＦ（これは必要）、そうでもないときは2Ｓｋ125ＰＰ+適度な負荷/入力トランス　という感じがいいのでは？と思います。意外だったのが、いままで多用してきた、2ＳＣ1426ＰＰの特性があまり良く無いことです。これは以前からなんとなく感じていましたが、このように横並びでみると良くわかります。設計ミスなのかもしれません（不明です）。それから、同じＮＦＢアンプでも、トランス帰還（ベース接地型）と異なり、抵抗帰還のものはＮＦが悪いようで、受信機のＴｏｐなどには用いないほうがいいようです。蛇足ですが。

ＤＢＭの出力としては、上記をみると、2ＳＣ1906を除いて（但しＩＭをここまでうるさく言わなければ使用可能）、いずれも使えることがわかりました。ＴＸ部のヤンガーステージは出力ＩＭ３が-60ｄＢ以下で組んでいけば、ドライバ、ファイナル以前にＩＭが悪くなることは無さそうです。

　　【2006.5.6】

　2006年のＧＷも、もう後一日を残すのみとなりました。今年は近畿圏の温泉に行ったきりで、あまり遠出はしませんでした。行き帰りは混んだ日程を外して、やっぱりいつものごとく爆走モードなのですが、すでに2年を経過したとあって、最近はあまり感動も沸いてきません。それ以外の余裕時間は家族のお付き合いと汗かきと無線三昧で終わってしまいそうです。

　さて、ＴＸ部分の作成ですが、結構な時間を掛けたのですが、いろいろなトラブルに見舞われて、進みが「牛歩」でした。しかーし、ここでめげたら二度と立ち上がれないと自分に言い聞かせて何とかやっています。まずは、今回の実施範囲ですが、下図のエリアということになります。各モジュールはすでに作成済みですから、何をそんなに手間取っているのかと言われそうですが、実は、結構な時間がかかるのです。その理由は、生来からの面倒くさがりなので、シールドはできる限り省略しようという方針で作っているので、思わぬ飛込みに手を焼いたというのがその真相です。

今回の範囲

　上の図と下の実装図を見比べてください。なんだか不自然なほど大きなＤＢＭが鎮座していますが、理由は後に書きます。SSB-MOD/DEMのＤＢＭ出力はＭＦ（これは受信部に実装してあるものではないのですが、同一のスペックのものです）を通過して、2SK125のゲート接地アンプで軽く増幅（12ｄＢ）されて、ＬＭ6361のＡＬＣアンプに入ります。このゲインはほぼゼロで、ＴＸアップコンバージョンミクサーに入ります。その出力はＭＣＦ2段に挟まれた、μＰＣ1677Ｃのアンプでゲイン補償されます。ＭＣＦの入出力には2-3ｄＢのＡＴＴがインピーダンス整合用に入れてあるため、この段（ＡＴＴ-ＭＣＦ-ＡＴＴ-ＡＭＰ-ＡＴＴ-ＭＣＦ-ＡＴＴ）の利得は10ｄＢ程度です。これとシンセサイザからの局部発振信号とミックスされて、オールバンドの送信信号に変換されます。

実装の様子

　順を追って経過を説明しましょう。下図は４５５ｋＨｚ帯のＭＦ（コリンズメカフィル）の出力スペクトラムです。-22ｄＢｍ×2の2-トーンで、まったくＩＭは見当たりません。ただし、サイドバンドサプレッションは-66ｄＢ（トーンは1ｋＨｚ時）くらいしか取れないようです。キャリアは-70ｄＢ以下で良く見えません。といっても、Ｄレンジの大きなスペアナで見たから気になるのであって、実用上はまったく問題ない数値です。

コリンズＭＦの出力ＳＳＢ信号（2−トーン）

　ここらへんでちょっと寄り道します。まずは、先ほど見た巨大なＤＢＭの代わりに、連休前半まで使っていた自作ＤＢＭを下図に示します。455ｋＨｚのＤＢＭでは、良好なキャリアサプレッションとＩＭ特性が得られたので、45ＭＨｚくらいにアップするのは造作もないこと、なんて向こう見ずに作ってみたのです。今度はトリマーコンデンサＴＣもつけて、キャリアサプレッション向上を狙いました。ところが、キャリアサプレッションの変動が大きく、調整すると-70ｄＢくらいは行くのですが、すぐに20ｄＢくらいは変動します。あとになってみれば、この程度の変動はあっても問題ないのですが、連休初期のころは、理想を求めて変動要因を一生懸命探していました。どうも、コイルの巻き線が動いてバランスの崩れるような気がしたので、えいやっとコイルを固定してみました。下図の右側の三つのトリファイラ5回巻きＦＢ801がそれです。左から、エポキシ接着剤、アロンα、高周波ワニスを塗布してみました。高周波ワニスはなんと25年物の超熟成品です（笑）。

自作ミクサー

　けっこういい加減な固定法ですが、下の3枚の写真が示すように、エポキシ接着剤もアロンαも50ＭＨｚくらいまでの使用なら問題ないと思います。高周波ワニスはさすがに考えてあるのか、100ＭＨｚ以上にわたって問題ないようです。このデータはＴＸとはあまり関係ないかもしれませんが、メモとして残しておくことにします。

エポキシ接着剤で固定
トリファイラ巻きの１巻き線（独立）をドライブし、残りのバイファイラの巻き線を観測
比較的フラットなラインは接着前、だれたラインは接着後
ＣＦ＝100ＭＨｚ　ＳＰＡＮ＝200ＭＨｚ




アロンαで固定
データは同上



高周波ワニスで固定
これは結構まともな特性です
データは同上

　というようなデータをもとに、自作ＤＢＭに高周波ワニスで固定したコイルを使って仕上げるつもりでしたが、どうもこのＤＢＭ、45ＭＨｚ帯ではちょいとＩＭが悪いのと、大型でむき出しなので、スプリアスを拾いやすく、使用を断念しました。（尻すぼみだなぁ）というわけで、シールドのがっちりしたオークションで入手したＭ1を使っちまったというのが真相です。第二ミクサーにも同じやつ（むき出し自作ＤＢＭ）を使っていて、どうして出てくるのか分からなかった50ＭＨｚ帯で、「第一局発周波数-第二局発周波数=49.545MHz」なんていう、とんでもないやつが-55〜-60ｄＢで観測されるのには参りました。これが、シールドされたＭ１だとまったく見えないのと、高い周波数では、ローカル入力レベルが少なくても、ＩＭ特性が良好だという理由で、コネクタの処理が面倒ですがＴＸに組み込んでしまうことにしました。　同じシールドありの基板実装タイプのＳＲＡ-１でも、この飛び込みは消えなかったので、えいやっとＭ１にしてしまいました。

　次にお見せするのは、ＭＣＦ2段に囲まれたアンプの帯域特性です。ＡＴＴ-ＭＣＦ-ＡＴＴ-ＡＭＰ-ＡＴＴ-ＭＣＦ-ＡＴＴの部分になります。

2段重ねＭＣＦの特性
ＣＦ＝45ＭＨｚ
ＳＰＡＮ＝1ＭＨｚ＆50ｋＨｚ

　この段は当初、ＭＣＦを一段にするつもりでしたが、以前いじっていたとき、910ｋＨｚ離れの減衰量が-60ｄＢくらいしか無かったので、２ndローカルのイメージスプリアスが取りきれないだろうと判断して、2段重ねにしました。上図から、９１０ｋＨｚ離れではスペアナ雑音以下で-84ｄＢ以上は確実に減衰していますので、2ndミクサー出力のイメージスプリアスは観測できませんでした。

　今日の最後は、オールバンドミクサー出力波形です。ＩＭの形で表してあります。アンプ３段、ミクサー2段を通過してＩＭが増えて行きます。オールバンドミクサー出力が-21ｄＢｍでなんとか-60ｄＢ（シングルトーン比）が取れます。ＨＦの最低/最高周波数である3.5/21ＭＨｚと50ＭＨｚでデータを取ってみました。アップコンバージョン用ミクサーもオールバンドミクサーも実際のＸｔａｌＯＳＣとＤＤＳ-ＰＬＬシンセサイザから信号を分岐して注入しています。２１ＭＨｚのＩＭが良好ですが、なんとか全域-60ｄＢはクリアというところです。まだ、ファインチューン前なので、感覚的にはもう少し良くなるとは思っています。右から2目盛りにあるスプリアスは、前に出てきた残留サイドバンド（-66ｄＢ）です。

　ＰＬＬシンセサイザのため、変調器の出力に比べて、ノイズフロアも少し上がります。しかし、まったく同じスペアナのパラメータで測ったＴＳ950やロックウェルコリンズＫＷＭ-380に比べて、キャリア対ノイズフロア比はかなり良いと思っています（ＨＪ94　ｐ54参照）。このステージのあと、オールバンドＢＰＦからＰＡに到っても、まさか残留ノイズ対キャリアの比は変化しないと思われますから。ただ、最新の機種に比べたら、まだまだなのでしょうけど。

3.5ＭＨｚ帯ＩＭ特性とノイズフロア
ＳＰＡＮ＝10ｋＨｚ、ＲＢＷ＝100Ｈｚ、ＶＢ＝10Ｈｚ




21ＭＨｚ帯ＩＭ特性とノイズフロア
ＳＰＡＮ＝10ｋＨｚ、ＲＢＷ＝100Ｈｚ、ＶＢ＝10Ｈｚ



50ＭＨｚ帯ＩＭ特性とノイズフロア
ＳＰＡＮ＝10ｋＨｚ、ＲＢＷ＝100Ｈｚ、ＶＢ＝10Ｈｚ

　　【2006.5.20】

　今日は天気予報が外れていい天気になりましたが、湿気が多く気持ち悪いです。スカッと五月晴れに恵まれてほしいものですね。

　さて、ミクサーの後に続くＢＰＦと遊んでみました。ミクサー後のＢＰＦには、当初、2ＳＫ241を間に入れた4連ＢＰＦ（１０ｋタイプコイル利用）を想定していたのですが、思いのほかＩＭ３特性が悪く、急遽ＢＰＦ+ブロードバンドアンプの組み合わせに変更することにしました。普通に使うなら、あまり気にすることはないのですが、一旦スペアナでスペクトラムを見出すと、どーもいけません。

　最近、ＢＰＦとくれば、ＤＷＭさんのフィルタで決まり・・・・という感じです。ＤＯＳ版のソフトで設計して、ＲＸのトップフィルタにも使っています。これは、広帯域用なのでＢＷを2ＭＨｚで設計しましたが、ＴＸに用いるにはちょいと広めなので、ＴＸ用にはＢＷ＝１ＭＨｚでやってみました。ただ、あまり狭めても、現実的ではないＬ/Ｃの値になるので、今回はこんなものでまとめました。

作ったＢＰＦ（ＤＷＭフィルタ）

　５０ＭＨｚは特性を見ながら勝手に２共振回路にアレンジしてしまいました。このフィルタは非常によく切れるので、通常なら３共振回路のもので十分な特性を得ることができます。ＬＣ値の計算結果に対する実際の造りこみの偏差等は以下の表を参照ください。

< >はｼﾙﾊﾞｰﾄﾞﾏｲｶを使っています。

　これらの様子と特性例を以下に示します。

左から3.5,7,14,21ＭＨｚ　離れて50ＭＨｚ

50ＭＨｚ用　ＣＦ＝50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ＝100ＭＨｚ



21ＭＨｚ用　ＣＦ＝50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ＝100ＭＨｚ



3.5ＭＨｚ用　ＣＦ＝50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ＝100ＭＨｚ　
（ｼﾙﾊﾞｰﾄﾞﾏｲｶで構成）



3.5ＭＨｚ用　ＣＦ＝50ＭＨｚ　ＳＰＡＮ＝100ＭＨｚ
（ｾﾗﾐｯｸとﾏｲﾗで構成）

　上記の写真は自作トラジェネの出力レベル（-28.6ｄＢｍ）をリファレンスレベルにしています。100ＭＨｚものスパンではちょっとノイズフロアが高く、80ｄＢ位のダイナミックレンジしかありません。広帯域のアンプもあるので、トラジェネのあとにつければいいのでしょうが、今回、とりあえず何とか計れるので、これは省略しました。

　５０ＭＨｚ用は、実は、45ＭＨｚＭＨｚのイメージキャンセラー回路にもＢＰＦを使っているため、多くの減衰が必要ないので2共振回路にしてしまいました。ＨＦ用は３共振のもので作ってあります。見てお分かりのように非常に切れが良く、変な跳ね返りもありません。3.5ＭＨｚ用は、Ｃの値が大きくなるので、ｼﾙﾊﾞｰﾄﾞﾏｲｶだと損失が極めて少ない代わりに結構高価になってしまいます。ということで、安価なセラコン（秋月で購入）とﾏｲﾗコンデンサで作ってみたのが、最後の写真です。損失が3ｄＢくらいになりますが、全体的な特性は十分なので、これでも問題なく使えそうな気がしています。

　ということで、次は、45ＭＨｚのＩＦノッチ回路のシールドと5バンドＢＰにＳＷをつけてシールドしモジュール化しなければなりません。やはり、ローカルが強力なので、このへんになると、シールドは欠かせなくなるようです。

＜ＢＰＦ+ＡＭＰ＞　【2006.6.18】

　だいぶ更新のインターバルが空いてしまいました。上記のＢＰＦにμＰＣ1677のアンプを組み合わせて、プリドライバー入力までの増幅と帯域制限をします。要は50ＭＨｚ帯ＩＦノッチ回路の出力とプリドライバーの間に入ることになります。ＩＦノッチの入らない、ＨＦ帯には２次のＬＰＦを挿入してあるので、μＰＣ1677で受けても、基本波以外のレベルは低く、あまり問題になりません。

ＡＭＰ-ＢＰＦユニットの外観
右がアンプ入力

　例のごとくリレーで切り替えていますが、これは、最近また安いリレーが大量に供給されているようで、私もストックを積み上げて居ます。もう、一生使う分くらいはあるので、十分満足です。100ＭＨｚ以下の切り替えには十分な特性（アイソレーションが40ｄＢ位）をもっています。ただ、トラジェネで測ってみると、ＢＰＦ単体の時とは違って、若干の帯域外減衰量の劣化が見られます。75-90ＭＨｚくらいで、ノイズフロアが10ｄＢくらい上昇するのですが、あまり気になるレベルではありません。

　肝心の帯域外スプリアスですが、一番厳しい50ＭＨｚの様子をお見せいたします。

送信スプリアス（50ＭＨｚ帯）
センターが基本波周波数

　実はここで一番大変なのは、45ＭＨｚのＩＦと95ＭＨｚのローカルの漏れです。ローカルは-72ｄＢくらいで、頭が見えますが、こいつはシールド無しのときの飛び込みの可能性が高く（ＢＰＦ単体なら完全に撲滅できる減衰量）、この、ＢＰＦのシールドと、もし、取りこぼしても、ＰＡの後の４段定Ｋ型ＬＰＦで跡形も無くなるはずです。また、基本波の高調波も同様です。ＩＦは完全に抑圧しています。ＩＭＤに関してはこのレベルではμＰＣ1677では、まったく入力信号を劣化させることはありませんので測定写真は省略します。したがって、これで、やっと最終形が見えてきたようです。

　【2007.7.7】

　久々にＴＲＸいじりに復帰しました。まだ完全に時間が取れるわけではありませんが、少しずつ仕上げに向かって進めていこうと思います。

　実は、送信回路では、ＡＭ変調回路用のＯＳＣとＡＬＣ回路が残ってしまっています。まずはここからやっつけることにします。発振素子はＡＭの場合、あまり周波数安定度が要求されないので、セラロックで済ませてしまいます。これは、秋葉でも入手は容易ですが、どうも使い勝手がよく有りません。というのも、１００円で売っているのは安くていいのですが、並列共振周波数が４５５ｋＨｚよりちょっと高いくらいなので、何も考えずに発振させると、455ｋＨｚより１０ｋＨｚくらい低い周波数で発振します。そこで、コルピッツ回路で組んだのですが、セラロックと直列に１００ｐＦ程度のシルバードマイカを入れて、発振周波数を上げています。出力同調は１０Ｋタイプの検波用（黒コア）の二次インピーダンスの低いものを２連で使いました。9Ｖのレギュレータも同居しています。外観を以下に示します。

セラロックを使った４５５ｋＨｚＡＭ用発信器
（右下のブルーの箱がセラロック）

　と、これでは面白くもなんともありません。ＡＭのＯＳＣは平衡変調器のＤＣバランスを崩して変調させるためのローカル入力として使うのですが、受信時は不要になります。ただ、受信時も発振していると、漏れこみ等で受信感度の抑圧に繋がってはいけないので、送信時のみ、電源を入れることを考えます。要はすばやく振幅が立ち上がり、周波数が収束することが必要なわけです。

　それを評価するには、手動のＳＷのチャタリングを取って、トリガー信号を生成する回路と、それを元に、１２Ｖとかの供給電源ラインをＯＮ/ＯＦＦさせる小道具が必要になります。これがあれば、ストレージオシロやスペアナの外部トリガー端子を使って、振幅と周波数の収束度合いが測定できます。というわけで、小物を作って見ました。以下に示します。左のＳＷをトリガーにして、5Ｖ/12Ｖの立ち上がり/立ち下がりエッジを生成します。右の赤い端子に供給電圧をトリガーＳＷからｏｎ／ｏｆｆして外部回路に供給します。つまらない回路ですが、これから、単発事象をスペアナやストレージオシロで捉える際には重宝すると思います。

トリガー信号生成治具

　以下の図がストレージオシロの単発トリガーで捉えた波形とトリガー信号です。トリガー信号と電源供給ラインの時間ディレイは、ＯＮが１μＳ、ＯＦＦが100ｎＳくらいなので、数ミリ秒の測定には誤差範囲です。これをみるとエンベロープは10ｍＳくらいで立ち上がっているように見えます。（2ｍＳ/ｄｉｖでトリガー信号からエンベロープマックスまで）ただ、周波数の収束については解りません。なお、この455ｋＨｚ発信器は9Ｖのレギュレータ込みでＯＮ/ＯＦＦしています。このＯＮ時間も影響があるかもしれません。

ストレージオシロによる観測

　そこでお出まし願ったのがスペアナです。あまり知られていない使い方ですが、スペアナはゼロスパンにして、ＩＦフィルタの肩を昔で言うところの「スロープ検波」（うーん、死語かもしれない）で周波数ディスクリミネーションが可能です。要はＦＭ検波器ですね。ここではセンター周波数を455ｋＨｚにして外部トリガー端子を使って、単発の周波数/振幅収束特性をとってみます。

スペアナによる観測

　これがその図です。二回ほどスイープさせてみました。５ｍＳ／ｄｉｖですから、周波数と振幅が収束するのに、20ｍＳくらい掛かっているようです。ストレージオシロより遅いように見えるのは周波数収束に時間がかかっているのかも知れません。ＲＢＷは３００Ｈｚですから、センター周波数から+/-150Ｈｚで-3ｄＢ以上振幅が落ちているはずです。この振幅変化は十分検出可能ですから、この範囲に収束する時間を計れば、ＡＭ用としてはなんの問題も無いはずです。ということで、周波数と振幅の収束する時間は20ｍＳでした・・・ということにしておきます。

＜やっぱりＦＭ変調器もつけよう＞　　【2007.7.28

　前回のセラロック発振子のＡＭ用局発では、なんとなく物足らなかったので、ＦＭ変調も欲張ってみることにしました。以前、ここにやりかけが残って居ますが、いろいろな理由があってお蔵入りさせてしまいました。今回は蔵の入り口付近で踏みとどまってほしいものです（笑）。

ＦＭ変調器付きＡＭ用発振回路

　いきなり実装写真です。４５５ｋＨｚのフリーランの発振器では、さすがに安定度が保てないのでＰＬＬをかけて、ついでにＶＣＯ制御電圧外部信号で振ってＦＭ変調もかけようという魂胆です。構成そのものは前作と変りはありません。

回路図

　ＰＬＬのリファレンスは455ｋＨｚの1/20にしました。これには訳があって、手持ちのＸｔａｌで16.384ＭＨｚ（サトーで購入）というのがあったのですが、ちょっと低域に引っ張れば、455ｋＨｚの３６倍になるので、これを利用したかっただけです。こんなもののためにわざわざ水晶を特注するのはまったくバカらしいですから。どうせ、単一周波数の生成ですから、リファレンスは455/20とか455/10とかの切のいいところに選ぶといいと思います。ここでは、455/20ｋＨｚにしましたが、もう少し高いほうが良かったかもしれません。

　デバイダーはいまや廃版のＴＣ9122ですが、ここはプログラマブルである必要がないので、代替するＩＣはなんでもいいでしょう。しかし、この手のＩＣは遊びにはもってこいなのに、入手が出来なくなったのは本当に残念です。ＰＤ/ＣＰはいまやスタンダードな74ＨＣ4046です。今まで使う機会が無かったので、今回遊び相手に選びました。ＶＣＯはＦＥＴのハートレー型ＯＳＣです。バリキャップ周辺は直線性を考えて、凝った回路になっていますが、うるさいことを言わなければ、普通の一本のタイプでもいいと思います。

　ＰＬＬの固有周波数は低く20Ｈｚ近辺にしています。これはＦＭ変調をかけるためでもあるのですが、実は、この系のパラメータでは、ループフィルタにオペアンプを使わないと、設計自由度が極めて限られてしまったからです。こうすると、リファレンスリークの抑圧には効力がありますが、実は50Ｈｚ付近のハムの抑圧には不利になってしまいます。このあたりは、以前にＤＤＳ-ＰＬＬシンセサイザのループフィルタの計算をするとき、ＥＸＣＥＬで一発計算ができるツールを作ってあるので、いろんなパラメータでループフィルタがけっこう自由に設計できるようになりました。さすがに、もう、いい加減な値のループフィルタをさらすことは無くなりました。

電源ＯＮ時振幅周波数立ち上がり特性
Ｓｗｅｅｐ　Ｔｉｍｅ　：　200ｍＳ
Ｆｒｅｑｕ　Ｓｐａｎ　：　0Ｈｚ
ＲＢＷ　：　300Ｈｚ

　上図は電源ＯＮ時の振幅・周波数の立ち上がり特性です。もともとこの発振器は受信時にはＩＦに漏れこまないようにＯＦＦするつもりでした。従って、出来る限り立ち上がりを速くしたいのですが、前述のとおり、ループ特性が緩慢です。救いなのはＶＣＯの分周数が少ないので、なんとか60ｍＳくらいで立ち上がって収束しているようです。ＰＬＬの設計は、あっちを立てればこっちが立たずで、どこで妥協をするかが問われるわけですね。まぁ、これでもスタンバイＳＷがＯＮしても実際に送信できるまで100-200ｍＳはディレイさせる回路を挿入しているので、この立ち上がりで問題はないと思います。

近傍Ｃ/Ｎ特性
Ｓｐａｎ：5ｋＨｚ　ＲＢＷ：30Ｈｚ

　近傍のＣ/Ｎを見てみましょう。上図は平均化してないことを考えると、まったく問題のない特性だと思います、伝送帯域内はノイズレスです（当たり前ですが）。ここには出しませんが、リファレンスリーク（+/-22.75ｋＨｚ）は-65ｄＢでした。ただ、これは、455ｋＨｚ、45ＭＨｚのフィルタを通ると跡形もなくなるので、問題ありません。ただ、固有周波数が低いので50Ｈｚのハムだけ-55ｄＢで検出できます。リップルフィルタをＶＣＯにつけると無くなるかもしれませんが、そこまで特性を要求されることもないでしょうから、これで良しとします。

ＦＭ変調のスペクトラム

　最後にＦＭ変調時のスペクトラムを示します。ＳＳＧ（ＨＰ8657Ｊ）から１ｋＨｚのトーンで2.5ｋＨｚの周波数偏移を与えた信号と、それと等価となるような本ＦＭ変調器の信号を重ねて表示しています。１ｋＨｚの変調信号周波数にかなり誤差があるので、高次の側帯波では合って居ませんが、まぁなんとかＦＭ変調は掛かっていると思っていいようです。（検波すればすぐに分かるのですが）

＜ファイナルまでの造りこみ＞　【2007.9.15】

　さて、上記の変調器を本体に組み込むわけですが、スペースがありません（笑）。初めから入らないのを解って作っていますが、実際に入らないと判ると改めて悲しい（大笑）。と言っていても先に進まないので、強制的に２Ｆの裏側に貼り付けてしまいます。このユニットは一回調整すると、あとは殆ど触ることは無さそうなので、これでＯＫです。張り出したシールドの部分はＦＭ変調器のオーディオアンプが入っています。本当は瞬時周波数制限回路（ＩＤＣ）が要りますが、必要なら、マイクアンプ側にリミッターとして実装するつもりです。ただ、周波数の広がりに関しては、４５ＭＨｚのルーフィングフィルタ2段で厳しく制限されますので、無くてもまったく問題ありません。

２Ｆの床下に実装したユニット（笑）

　次は気分転換にＦＩＮＡＬ後のＬＰＦいじりです。まずは下の残骸をみてください。５００ＷＶのセラコンです。こんなモンがＬＰＦについていたのですが、全バンドから除去してしまいました。実は、２１ＭＨｚが、ロスが多いので、ＳＭコンでやっていたのですが、他のバンドはセラコンのままになっていました。

パージされたロスの多い５００ＷＶセラコン

　下はＬＰＦブロックですが、全部セラコンからＳＭコンに替えたあとを示しています。このＳＭコンは去年のハムフェアで500個位を1000円で仕入れたモノです。大変有効利用させて戴いています。

ＬＰＦの改修（セラコンからＳＭコンへ）

　ということで効果を見て行きましょう。下図がその様子です。横線のディスプレイラインはトラジェネとスペアナ直結時のロスです。このフィルタは14ＭＨｚの4段の定Ｋ型ですが、�@カットオフは1.3倍、セラコン使用（オリジナル）　と�Aカットオフは1.1倍のＳＭコン使用（改良）　の二種類です。どっちが�@、�Aに相当するかは自明でしょう。帯域内ロス、減衰域特性共に�Aが優秀です。これを見るとＳＭコンのよさが判ろうというものです。

ＬＰＦの特性

　ということで、ＰＡ、ＤＲＶを実装して、ほぼ完成させたという状況写真です。シールドをけっこう厳重にやらかしたので、この状態で回り込み等による動作不安定は起きませんでした。ふうーー。

ほぼ最終系のＴＲＸ

下は3.5ＭＨｚ帯のＰＥＰ10Ｗ時のＩＭＤです。Ａ級にちかい領域で動かしているので、ＩＭＤはＰＥＰ比45ｄＢ程度は取れています。測定には実測でトータル３３.８ｄＢ（3+10+20のつもりだった）のＡＴＴをかましています。

３.5ＭＨｚのＩＭＤ

　それが50ＭＨｚ帯になると、なかなかうまく行きません。同じくＰＥＰ比35ｄＢくらいで、平凡です。もっともメーカー機は30ｄＢが普通のようですが。このように、高い周波数では、ＶＮ66ＡＦＤではＰＥＰ１０Ｗで低歪は実現が難しそうです。このあとにリニアをつけるか、ドライバイーを2ＳＣ1971/1972のＰＰにでもして、ＦＩＮＡＬはＶＮ66ＡＦＤから一気に2ＳＫ410ＰＰに換装して50Ｗくらいで良好な特性を狙う・・・なんてのが魅力的に思えてきました（おいおい、いつになったら完成するんじゃー？？）（笑）

50ＭＨｚのＩＭＤ

＜送信部データ（一部）＞　【2007.12.15】

　前回、ＬＰＦを実装したので、送信部のデータを一部取得しました。スプリアスは全バンド-70ｄＢ以下を得ることができました。ＩＭＤも追加で取得しましたが、ＬＰＦをつけても劣化はありませんでした。3.5/14のデータを載せて置きます。3次ＩＭはＰＥＰ比-45ｄＢくらいです。５０ＭＨｚは上と同様、7ＭＨｚがＰＥＰ比-40ｄＢ、21ＭＨｚが-38ｄＢくらいで少し悪くなっています。上記↑のデータとスペアナが異なる（今回はＭＳ61１Ａ、上記↑はＴＲ4171）のですが、殆ど差はないと思っていいようです。

3.5ＭＨｚ帯スプリアス
ＣＦ：25ＭＨｚ　　ＢＷ：50ＭＨｚ




14ＭＨｚ帯スプリアス
ＣＦ：50ＭＨｚ　　ＢＷ：100ＭＨｚ




50ＭＨｚ帯スプリアス
ＣＦ：75ＭＨｚ　　ＢＷ：100ＭＨｚ




3.5ＭＨｚ　ＩＭＤ　（PEP10W)




14ＭＨｚ　ＩＭＤ　（PEP10W)