【2004.2.7】

　まずはＦＭ用のＩＦ回路を作ってみます。ＦＭ用のＩＦ-ＩＣはモトローラのＭＣ33**シリーズが有名で、これはミクサー等も内臓されていて集積度が高いので、アマチュア用のＦＭ機器には好適でしょう。今回のトランシーバー構成では２ｎｄ　Mixerまでは、ＳＳＢ/ＡＭ系統と共通ですので、ＦＭとして必要なのは455ｋＨｚの第２ＩＦ以降です。そうなるとＭＣ33**はちょっともったいない使い方になります。ここではもう１５年くらい前に、当時はなんとかスペアナを作りたくて各種のログアンプを集めていたときに、当時近所だったＯＭに無理を言って譲っていただいた、ＳＡ/ＮＥ604という石を使って見ます。これもシリーズ化されていたようで、ミクサーも入ったＳＡ626というＩＣをオークションで入手したこともあります。

　ＳＡ604は下の写真に見えるように1.2?ｍｍピッチの１６ピンＳＯＰなので、実装はエクステンション基板の上に組もうかと思いましたが、ものはためしと、いつもの生基板カッター法できざんでみました。意外と慣れると簡単にいくもので、先のＰＬＬの実験時には、２８ピン（2.5?ｍｍピッチ）も楽々カッティングできました。エクステンション基板は引き回しが長くなるので、安定動作を期待するなら、このカッティング法も悪くないと勝手に悦に入ってます。

生基板カッティング法によるＩＦ-ＩＣの実装例

　回路は次回以降掲載します。検波回路はＬＣ位相器によるクワドラチャで、ログアンプやミュート回路を内臓した使いやすいＩＣです。写真に見える大きな黒い塊はＥタイプの455ｋＨｚのセラミックフィルタです。データが無いので何素子か不明ですが、これはリミターとＩＦアンプの中間に入っています。

　早速ログ特性（下）をとって見ました。ＡＤ8307のように直線性はきれいではないのですが、90ｄＢ程度のレンジが利用できそうです。実は、このログアンプ出力はミューティングの比較電圧だけではもったいないので、Ｓメータに使おうと思っています。ＡＧＣ電圧を利用したＳメータは、リニアリティに難があることが多いので、ＳＳＢ/ＡＭ時も、このログアンプを生かしておいて、この電圧でＳメーター表示をさせることを画策してみます。こうすると、90ｄＢものレンジが利用できて、入力絶対値で表示できるかもしれません。

ログアンプ特性
ＭＣ33**よりダイナミックレンジが広く使いやすい

　ＳＳＧでＦＭ変調（3ｋＨｚ（ｐ-ｐ）/2　ｄｅｖ）をかけて、「目ＳＩＮＡＤ」で感度をざっくりとみると-108ｄＢｍくらいでした。トップの利得を勘案すると、メインの２ｎｄ　ＩＦフィルタの後に、ちょっとしたアンプを入れれば事足りそうです。最終的な感度は-120ｄＢｍくらいを考えています。


＜周辺回路実装＞　【2004.2.13】

　さて、ＳＡ604の単体動作がＯＫになったところで、周辺回路を付加してＩＦ回路を完成させます。暫定回路図を以下に示します。まずはＳメータ回路ですが、これは簡単です。上記グラフから分かるように、0Ｖから立ち上がってくるので、ＯＰＡのバッファ出力をブリッジにほおり込んで終りです。残留雑音によるＤＣレベルをキャンセルすることで、-110ｄＢｍから-10ｄＢｍまでの約100ｄＢの入力範囲を1ｍＡフルスケールのメーター全面に展開できます。　次はミューティング回路ですが、これもログ出力とＤＣ電圧と比較してコンパレータで音声パスをＯＮ/ＯＦＦするだけです。ＩＣが-80ｄＢのミューティング量を保証してくれます。それ以外はＡＦ音声（ミューティング回路通過）とＦＳＫデータ出力（ＬＰＦのカットオフＦが高い）にバッファを付けて終りです。

　このように、非常に簡単にＦＭ-ＩＦ回路ができます。ＲＳＧＢハンドブックを見ていたら、Ｆｉｇ.5.58にＳＡ/ＮＥ604が出ていました。ということは、海外の販売店でなら、このＩＣは入手が可能と考えていいと思います。

　さて、ＳＡ604はログ特性がなんとか使えるレベルなので、実は自作スペアナにも利用したのですが、よく考えると、ＳＳＢ受信時のスペクトラムスコープを形成できるかも知れないなどと、欲が出てきました。最終的には、ケースインできる容量がどのくらいあるのか、まったく予想がつかないので、なんともいえませんが、余裕があったら、実装してみようと思います。

　一応、5-6ｋＨｚ（ｐ-ｐ）/2までの変調波に対して目で見える歪みが観測できなかったので、-35ｄＢはクリアしてると思います。雑音抑圧レベルは-58ｄＢ（5ｋＨｚの周波数偏移に対して）だったので、性能的には問題ないでしょう。入力レベルに応じて歪みの増加する領域も無いようです。いずれにしても、単体特性は問題になるようなところが無かったので、ＲＸとして組み上げた後で、チューニングしながら総合特性を見ることにします。

補追：SA604no14pinとセラフィル455Ｅの間に1.5ｋΩのＲをシリーズに挿入要

回路図（ＦＭ-ＩＦ回路）

実装の様子　（5ｃｍ*4ｃｍ）
けっこう小さくまとまりました。

　 　【204.3.16】

　さて、本命のＳＳＢ/ＡＭ回路のＩＦ系統です。まずはパスバンドチューニング回路と各種帯域切り替え回路から作っていきます。構成は下記に示すような感じになります。このＰＢＴ回路の先頭には、主帯域制限のＩＦフィルタ４種類切り替え回路に続くＭＣ1350アンプが入ります。このＰＢＴ回路のＩＦフィルタの帯域幅は�@2.4ｋＨｚ、�A9ｋＨｚ、�B20ｋＨｚが選択できるように考えてみました。ここの役割はＰＢＴに加えて、ＭＣ1350×２では補えない利得を稼ぐことにあります。いかに455ｋＨｚといえど、120ｄＢ以上の利得をかせぐと、動作が不安定になるため、異なる周波数（9ＭＨｚ帯）に変換し、利得補正を試みます。なんせ、トップにほとんど利得が期待できないので、必然的にこのような利得配分にならざるを得ません。

　フィルタは�@で0-2.4ｋＨｚまでのＰＢＴとして、ＣＷとＳＳＢに対応します。�AはＡＭ用で少し帯域を広く取っています。また、ＳＳＢでもこの帯域は選択できます。�Bはなにか広い帯域の信号の伝送実験をするとき用に残します。もちろん、広いＡＭ/ＳＳＢ用としても使えます。いずれにしても、最初の帯域制限ではないため、気楽な作りでいけると思います。

ＰＢＴ回路のブロックダイアグラム
けっこう大掛かりな回路になってしまった

　さて、配線の様子を下図に示します。うなぎの寝床のように細長くなりましたが、この形が一番安定度が高くなります。ブロック図でも分かるように、フィルタの入力側と出力側は十分にアイソレートする必要があります。電源系統も、できればトランスは別巻き線からの供給が望ましいでしょう。100ｄＢ近いアイソレーションを確保するには、これだけでなく、リレーの配線もチョークコイルを入れて十分にデカップルする必要があります。ＶＸＯはこれから、ＰＬＬ-ＦＭ-ＭＯＤの発振子と一緒に特注しますが、+-5ｋＨｚも動けば十分なので、無調整回路で作るＶＸＯで十分のはずです。真ん中より左の空き地に作りこむつもりです。測定には安物のＳＭＡコネクターを使っています。ＳＭＡケーブルを壊してしまうかもしれませんが、それは超高周波でのこと。1ＧＨｚくらいまでなら、いままで相当使い込んでいますが、問題が起きた経験がありません。

大掛かりなＰＢＴ回路の実際

　以下にパスバンドチューニング回路の入出力特性を挙げておきます。2.4ｋＨｚの場合と9ｋＨｚの場合です。2.4ｋＨｚの場合は、若干回り込みによる位相回転があるのか、リップルは0.5-1ｄＢほどできてしまいました。ただ、今後、このリップルは除去するようにしたいのですが、かなり同調回路も通過しているので、上記ブロック図を通った特性としては、もうこれ以上平坦化できないかもしれません。トップのＭＦの特性を生かすためには、9ＭＨｚ帯はＬＣ-ＢＰＦを選んで、続く455ｋＨｚのＣＦには9ｋＨｚか20ｋＨｚを選べば、ＭＦの特性を損なうことは無いでしょう。　　(続く）

ＢＷ：2.4ｋＨｚの9ＭＨｚＳＳＢ用フィルタとＢＷ：20ｋＨｚの455ｋＨｚＦＭ用フィルタを選んだ場合
（上記ブロックダイアグラムの入出力特性）

9ＭＨｚＬＣ-ＢＰＦと455ｋＨｚのＢＷ：9ｋＨｚフィルタを選んだ場合
（上記ブロックダイアグラムの入出力特性）

＜ＭＣ１３５０ ＩＦＡＭＰ　（１）　＞　【2004.3.28】

　続いて、ＩＦアンプに進みます。ＰＢＴ回路をＭＣ1350のアンプでサンドイッチにします。まずは、1350の特性を取ってみることにしました。

いつもの空中配線ＩＦブロック
ＭＣ1350はソケットに実装

　今回はＩＦ系の利得が大きいので、動作が不安定になるようだったら、いつでもシールドできるように、トップは小型の基板に組んでみました。このときとＡＧＣ電流対電圧利得特性を以下に示します。

ＭＣ1350のＡＧＣ電流と利得特性（Ｒ＝30ｋΩ）

　これを見ると、90ｄＢ以上のダイナミックレンジがあることが分かります。

　さて、負荷の同調回路のＱによっては、ＩＦ帯域が狭くなるために、共振回路にＲを抱かせてＱダンプして周波数選択性を弱めます。ＭＣ1350とＦＣＺ450の間に入っているＶＲでこの加減を調整します。以下にその特性変化を示します。

パスバンド特性
負荷Ｒ＝50ｋΩ（上）/25ｋΩ（下） CF:455kHz span:500kHz

　負荷Ｒ＝25ｋΩでは利得が、何も負荷の無いときに比べて-5ｄＢくらいで、-3ｄＢ帯域は+/-20ｋＨｚくらいになります。このへんは最後に調整することにします。ちなみにＲ＝50ｋΩでは-3ｄＢ帯域は+/-5ｋＨｚ程度です。ということで以下にＩＦ系統のブロックダイアグラムを示します。

ＩＦ　ＡＭＰのブロック図

　ＭＣ1350は最大出力電圧があまり大きくないために、ＡＧＣ電圧が十分に取り出せません。ＭＣ1350の出力ホットエンドにＡＧＣ検出用Ｄｉを付けると、信号がひずみやすいので、ＡＧＣ　ＡＭＰとしてＫ241のアンプを付けて、メインの信号系に負荷にならないようにしました。

ＰＢＴの出力に続けた、ＭＣ1350ＡＭＰとＡＧＣＤＥＴ回路　上はＡＧＣ電圧変換回路
（シールド板は最終的には周囲を囲うことを考えている）

　いろいろチューニング中なので、回路図は安定度が確保できた時点でアップします。


＜ＭＣ１３５０　ＩＦ　ＡＭＰ　（２）＞　　【2004.4.4】

　さて、全体を結線して、総合特性を見て見ます。状況は下図のような感じです。実際のケースイン時の実装はまた別の形になります。

実験の様子(ケースイン時はレイアウト変更予定）

　回路図は以下のようになります。いろいろ実験したのですが、ＦＣＺ450のＱダンプＲは25ｋΩくらい、またＡＧＣ系のＲは1.5ｋΩ（トータルで3.5ｋΩくらい）にしています。最初、ＡＧＣ系統のＲは20〜30ｋΩを使っていましたが、十分に電流が流せず、高い入力レベルでＡＭ変調波が歪みました。そこで、十分な利得コントロールを利かせるように、このような低抵抗にしました。ＶＲの２つは、ＡＧＣ制御感度調整と、制御電圧オフセット調整です。この２つのＶＲで、出力レベル最大値と、ＡＧＣ制御特性を変化させられます。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ＩＦ回路図　（ＭＣ1350の間にＰＢＴ回路が挿入される）

　このときの入力対出力特性を以下に示します。これは、ＡＧＣ電圧生成回路のＶＲによって特性が変化します。オフセット電圧が大きければ大きいほど、早く、また、出力レベルが小さい領域で飽和します。このへんは、好みに応じてセットすればいいと思います。このセッティングでは、入力にリニアに反応するのは、感度点から10ｄＢ程度の範囲です。もしかすると、このセッティングでは無入力時の復調雑音レベルが相対的に大きいと感じるかもしれません。このあたりは、総合調整時に考えます（どうにでもなりますので）。

入力対出力特性図　（ＭＣ1350-ＰＢＴ-ＭＣ1350）

　下図は感度測定結果です。総合結線後のＩＦ出力の雑音とキャリアの様子(低入力時）です。ＢＷ=2.2ｋＨｚ時Ｃ/Ｎが25ｄＢで、雑音測定帯域（ＲＢＷ）が100Ｈｚですから、13.４ｄＢダウンの11.6ｄＢが2.2ｋＨｚ帯域換算のＣ/Ｎです。このときの入力レベルは０．２７μＶｒｍｓなので、Ｃ/Ｎ=10ｄＢの入力レベルは０．２０μＶｒｍｓということになります。トップに利得がほとんど無いので、これくらいのＩＦ感度が要るのではと思っていますが、実際はくみ上げて調整することになります。

　ＢＷが9ｋＨｚの場合は同じ入力レベルでＣ/Ｎとして4.2ｄＢくらいになっています。2.2ｋＨｚに比較すると理論的なＣ/Ｎは5.6ｄＢですので、１.4ｄＢくらい誤差があるようです。（この程度はあまり気にしませんが）

BW=2.2kHzの時の感度点付近Ｃ/Ｎ RBW:100Hz　SPAN:5kHz	BW=9kHzの時の感度点付近Ｃ/Ｎ RBW:1kHz　SPAN:20kHz

　　【2004.4.13】

　さて、そろそろ検波回路に進むことにします。いろいろ考えたのですが、極めてオーソドックスな回路にしようと思っています。最初はＳＤ8901で回路を組むことを考えましたが、このステージは多信号入力時のＩＭを考慮する必要はまったくないので、わざわざ、そんなにＩＰ3の高い素子を使う必要も無さそうです。また、ここで高いＢＦＯレベルを要求されると、ＩＦに漏れこんで、ＡＧＣに悪さをするとか、また、方形波でドライブが要求されるような素子だと、受信帯域にまで、ＢＦＯ信号がばら撒かれることになり、ビートの嵐にならないとも限りません。アップコンバージョンの第一、第二ミクサーなら、このような心配はありませんが、４５５ｋＨｚのＤＥＭに用いるのは自殺行為のような気がしています。ということで、ブロックは下図のようなものを想定しています。実際は、各小ブロックの特性を取り、その下の外観のような状況になっています。

検波/ＳＳＢ変調器ブロックダイアグラム

外　　観
（右のシールド部はＢＦＯ用のクリスタル発振器を収容）

　このブロックは、送信のＳＳＢ変調回路とＡＭ同期検波回路、ＳＳＢプロダクト検波回路を切り替えて使うように考えました。また、ＡＭ系は定石であるＤｉやＴｒを用いた飽絡線検波回路も比較として実装しています。ＡＭモード時は好みでこれらを切り替えて使うように考えています。

　さて、単なるプロダクト検波は置いておくとして、ちょっとＡＭ検波回路について実験してみました。実は腕が無いせいかもしれませんが、低歪みのＡＭ検波回路というのは、意外と難しいのです。変調も難しかったですが、復調も同様です。ＳＳＢのプロダクト検波のほうが、はるかに楽です。

　一番ポピュラーなのが、Ｇｅダイオードを用いた飽絡線検波です。また、倍電圧の整流回路もあります。文献を調べると、Ｔｒを用いた低歪みな飽絡線検波回路もあるようです。それらのサンプル回路を以下に示します。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ＡＭ検波回路３種

　上記の回路に対して、復調歪みを取得してみたのが、以下の図です。入力は-10ｄＢｍ、5ｄＢｍの場合です。これからわかるように、倍電圧整流型のＡＭ検波器は出力レベルは大きいのですが、あまり特性がよろしくないようです。一方、ＴＲを用いたものは、出典の記述にもあるとおり、ある入力レベル以上になると、かなり低歪みになるようです。これは、実験してみて大変貴重な経験でした。何気なく、ＡＧＣ検波回路に使っていた倍電圧整流回路は、以前からどーも歪っぽくて、ＡＭ検波には使いたくないなーーーと思っていましたから。　

ＡＭ検波回路（シングルダイオード）




ＡＭ検波回路（倍電圧整流）




ＡＭ検波回路（ＴＲ）
（入力が5ｄＢｍでは歪み成分は-10ｄＢｍの場合と交差して、
第二高調波は-54ｄＢほどが得られる）

　これをみると、どうしてもあるレベルまで入力信号を引き上げて、Ｔｒの検波回路を使ってみたくなります。

　さて、ＡＭ復調では同期検波も遊んでみたい候補のひとつです。これは、ＡＭ波のなかから、キャリアを抽出して、それと、入力信号と乗積して、その出力をＬＰＦに通すとＡＭ復調信号が得られます。算数の三角関数の定理を引っ張り出して計算してみてもちゃんとそのように答えが出ます。ここで、キャリア抽出の方法にはいろいろ種類がありますが、一番原始的な「ロックインオッシレータ」を使う方法をとってみました。以前、５０ＭＨｚの３−ｍｏｄｅ機を作ったときはＰＬＬで、また真空管高１中２では位相器を用いた回路を使いましたが、今回、また別の方法でやってみます。

　原典はＨＪ　1989年11/12月号　Ｐ83の回路ですがちょっとオリジナルから変えています。この回路の引き込み発振の特性を以下に示します。引き込み信号レベルを上げれば、ロックインレンジは広くなりますが、ＤＤＳ-ＰＬＬを用いる予定なので、あまり局発ドリフトによる周波数スリップは考えなくていいと思います。この図から、ロックインオッシレータも十分な周波数引き込み発振ができることがわかりました。

ロックインレンジ特性
（ＡＭ変調度は50％）

＜Ｌｏｃｋ-ｉｎ　ＯＳＣの動作＞　【2004.4.24】

　先週から今週にかけて、いろんな行事が目白押しで、ほとんど無線工作は手付かずでした。（車関係で大忙しでした。）ということでＡＭ同期検波用の同期引き込み発振をちょっといじった程度なので、その様子で「お茶濁し」・・・です。

455ｋＨｚＩＦＴ　Ｂ-ｔｙｐｅの同調コンデンサが省略してあります。　

同期引き込み発振器の回路（ＨＪ１９８９　１１／１２号Ｐ83　図13をモデファイ）

　回路図は上記のような感じです。発振回路のＫ192のソースに入っているＳＷとＴＣはＬＳＢ/ＵＳＢ切り替えです。ＴＣ未接続で456ｋＨｚ近辺、ＴＣ接続で454ｋＨｚ近辺になるように調整します。ゲート側に入れると、調整がクリティカルになるので、原典のとおり、ソース側に入れたほうがいいようです。2ＳＫ241のバッファの入力についているＳＷは同期/非同期の切り替えＳＷです。

　原典によれば、ＳＳＢ用のフィルタを通った、１サイドバンド+キャリアに対して、非同期（発振器フリーラン）でゼロビートを取ってから、同期側にＳＷを倒すといずれかのサイドバンドのみを同期検波できるので、周波数選択性フェーディング等でひとつの側帯波がやられても、大丈夫なほうのサイドバンドを使って復調できるというのが「味噌」のようです。この様子を下図に示します。

ＳＳＢフィルタを通過したＡＭ信号の同期検波

　実際、上記回路の出力をちょっとバッファリングしてやって、ＤＢＭのＬｏポートに入力して、ＲＦには455ＫＨｚのＡＭ信号を入力すると、ＩＦにはＵＳＢ/ＬＳＢのいずれか選択したほうの復調出力が得られます。ＳＳＢフィルタで一方のサイドバンドが欠落したＡＭ信号で復調が可能です（当たり前ですが）。

　ただし、この回路にはちょっとした欠点がありそうです。同期発振といっても発振出力に入力のＡＭ信号のサイドバンドが「色濃く」残るのです。サイドバンドのレベルは-15ｄＢくらいは抑圧できますが、これと、入力ＡＭ波と乗算すると、当然、歪みが発生します。50％変調で-25ｄＢ位でしょうか？これは、ＰＬＬ等で狭帯域の同期発振をさせないと、絶対に取り除けないので、本質的な問題のような気がします。

　ということで、ここではこれ以上深追いは止めて、低歪みのＡＭ復調は無限インピーダンス検波（ＴＲ）で行い、フェージングで片方のサイドバンドがやられたＡＭ波を受けるときは同期検波と使い分けることにします。以下の写真は、ＴＲの低歪み検波回路を追加したブロックです。これで、とりあえず進めることにします。

とりあえず完成した同期検波、エンベロープ検波、ＳＳＢプロダクト検波、ＳＳＢ変調回路
入力についているフィルタは455ｋＨｚ-Ｋタイプ（2.4ｋＨｚ）：試験用です

＜同期引き込み発振器の疎結合化＞　　【2004.7.17】

　屋外は暑すぎて出歩く気にならず、エアコンをかけた無線室に引きこもっています。げっそりですが、それでもちょこっと回路ユニットを触ってみました。

　上記の同期引き込み発振器は、すでに書いたように、入力信号であるＡＭ波にロックすると、引き込み発振器に入力信号波のＡＭ変調成分が生成されてしまいます。したがって、同期検波しようとする入力信号と、ＡＭ変調された引き込み信号の乗積の低周波成分を取り出すわけですから、当然、復調出力は歪むわけです。

　そこで、どの程度、引き込み発振器にＡＭ成分が残留するのか見てみました（下図参照）。上記の回路図の入力の200ｋΩを可変抵抗にしてロックできる最低の結合量にもっていったときの状態です。

疎に結合した場合の同期引き込み発振器のスペクトラム

残留変調成分：-30ｄＢ程度
ＣＦ：455ｋＨｚ　Ｓｐａｎ：20ｋＨｚ
入力信号：456ｋＨｚ　30％　１ｋＨｚのＡＭ変調波

　この写真では-30ｄＢくらいの側帯波抑圧になっていますが、入力のＡＭ波は30％変調なら-16.5ｄＢの側帯波を有するので、この回路の抑圧量は14ｄＢくらいということになるのでしょうか？いろいろ結合量や入力レベルを変えていじっていみましたが、これ以上のポイントは見つけられませんでした。まあ、現実問題、音声の場合、無音区間がかなり多いので、ＡＭ変調度が３０％くらいで評価しておけば良いような気がします。また、この程度の歪みであれば、聴感上はあまり問題にならないかもしれません。

　ただし、この最適点はかなりクリティカルで、実際には、結合量を変えながら歪みの少ないところを探すなんて、大変面倒な気がします。最近、この種の同期検波アダプターが話題にもならないのは、こういった面倒な調整（それも受信中）が嫌われているからだと思います。

　ということで、このプロジェクトにおいても、ＡＭ受信は、すなおに歪みの少ないＴＲの検波回路（上記↑）で行くことにしたいと思います。

　話は変わりますが、ＡＭって意外と難しいですね。いまさらのような感じがしますが、低歪みのＡＭは、変調するのも、復調するのも面倒だというのが良く分かりました。最近では、ＳＴ-○○型のトランスを用いた高電力変調も、あまり歪特性がよくない（某）雑誌記事をみて、がっかりしたことが思い出されます。。。。

　　【2004.5.1】

　いい季節になりました。部屋にこもって無線工作なんて「やってらんねーよ」といった感じです。明日は新車初のロングドライブなので楽しみ！・・・・・・　ところで、今回もキワモノの連続です。工作で極端なことやると、楽しくて本当にストレス発散できます。(趣味で深刻になってはあほらしいだけですからね）

　ということで、フィルターブロックを正味２日ででっち上げました。第２ＩＦフィルタは、455ｋＨｚのメカニカルフィルターを中心にくみ上げます。このメカフィルは八重洲の純正品でＹＦ115Ｓ-02というやつです。コリンズの製品らしいです（本当なのかな？？？ラベルにはそう書いてあるけど）正価１７０００円ですが１４５００円で入手してあったものです。（まだあるのかな？）通過帯域はちょっと広く、2.65ｋＨｚ以上あります。その他、３回路、合計４つのフィルタを切り替えられるようにしています。まずは、実装図を下のごとく示します。

フィルターブロック（４回路切り替え）



メカニカルフィルター（コリンズ製とある・・・）

　切り替えは同軸リレー（Ｏｍｒｏｎ　Ｇ5Ｙ-1：４００円もする！）を使っています。アイソレーションは80ｄＢ程度取れるので十分でしょう。左端の入力の先には第２ミクサーのＳＤ8901がつながります。左端の２つのリレーで、ノイズブランカーへの切り替え回路を形成します。それに続く３個のリレーでフィルター４回路の切り替えをします。右の３個のリレーも同様です。右端のリレーはＴＸ/ＲＸ切り替えで、ＩＦアンプと変調器からの信号を切り替えます。

　ここで使ったフィルターのスペックを載せておきます。ＳＳＢ-2用はオークション、ＣＦＫシリーズは小沢で入手しました。

　マッチングは、フィルター前後にトロイダルトランスでステップアップ/ダウンをしています。ＦＴ37-43（ＭＦ用には２個重ね）に８本束ねて、８回巻いています。これの一組を一次巻き線とし、２次側はのこり、７本あるいは６本（フィルタによって調整）を○○ファイラ巻きにします。（○○は７とか６の場合、なんと言うのか知りません）　まあ、いずれにしても、大略、マッチングできているようです。

	ＳＳＢ用-1 　ＭＦ ＳＰＡＮ：10ｋＨｚと50ｋＨｚ ＲＢＷ：30Ｈｚ すばらしく平坦です。スパン5ｋＨｚで見ると、+0.1/-0.3ｄＢでした。抵抗でマッチングさせると、+/-0.1ｄＢになりますが、５０Ω終端でステップアップ/ダウンさせたにしては、十分な特性でしょう。 シェイプも惚れ惚れしてしまいます。帯域外減衰量も文句なし（ＴＲ4171で測ったら95ｄＢ以上はありました）。
	ＡＭ用 　ＣＦＫ455Ｈ ＳＰＡＮ：25ＫＨｚ ＲＢＷ：100Ｈｚ ＡＭ用にしては少し帯域が広い感じ。+/-３ｋＨｚのスペックにたいして両側で1ｋＨｚ以上ゆとりがある。右肩のディップがちょっと気になるけど、まあ、十分な特性でしょう。
	ＦＭ用 　ＣＦＫ455Ｅ8 ＳＰＡＮ：50ＫＨｚ ＲＢＷ：100Ｈｚ 実測+/-10ｋＨｚくらいはありそうです。ＦＭ用としては十分な特性です。かなり切れが良さそうです。
	ＳＳＢ用-2 　CFJ455K5 SPAN:10kHz RBW:100Hz ＣＦＪ455Ｋ5はどうも帯域外減衰特性が70ｄＢくらいしか取れない。広い帯域で見ると、減衰量が減少していく。 コリンズＭＦのように平坦ではないが、まあまあ使える程度ではなかろうか。

(続く）