| APB-3 Ｅｘｔｅｎｔｉｏｎ 【2014.3.23】 |
新しい製作シリーズをスタートさせます。ものは、APB-3という万能測定器に外付けする、周波数、測定レンジ拡張器です。APB-3は、周波数帯域が４０MHｚと、アマチュア無銭屋が使うにはちょっと帯域が狭い測定器になっています。私の主な製作帯域は５０MHｚまでですから、すでに基本波の観測ができません。今のところ、これ以上のF帯域には自作で出没する予定はないので、まぁ、昔から持っているIF帯域スペアナ（TR4171やHP3588 ：これらはすでに絶滅種）くらいの帯域まで拡張できれば十分でしょと思っています。
ところで、F拡張の目的は、言わずもがなですが、狭いRBWで高C/Nな測定を行いたいということです。というのも、RBWは１０Hｚ以下で「まともに測定のできる」昔型のスペアナが絶滅危惧種に指定されているからです。ここでも書きましたが、現在、手ごろな価格で手に入るのは、ケータイ用のスペアナでしょうか？古くなったモノがけっこう出回っていました。システム更改によって特性が追い付かなくなるのか、用済みになった時期に一斉に市場に登場するようです。
これらのうち、アマチュアのSSBとかの測定に使えるような、狭帯域RBWを有するのは、アドバンR327X,6Xが手頃なのでしょう。これは、ちょっと前に大量に市場に放出されましたが、すぐに嫁ぎ先が決ったのか、最近は見ませんねぇ～～。今、市場にあるのはアンリツの広帯域機種か、HPの古いタイプが主だったところのようです。これらにしても、狭い帯域の通信方式が無くなるにつれて、スペアナのRBWは大きくなり、C/Nは悪くなっていきます。これは時代の要請なので、仕方がないといえば仕方がないですが。ただ、各社の最高峰機種には、RBW帯域、C/Nともにoutstandingな機種もありますが、これらの入手は、新品、中古のいずれも非現実的（値段の面もさることながら、玉が極端に少ないため）なので、考えるのは止めにしましょう（笑）。
さて、このような機種は今後廉価で供給される可能性は無いのでしょうか？以前に笑い話を書いたときは、DSP処理の廉価版スペアナが、生意気にRBW=100Hzとか10Hzとかの設定を持っていることを紹介しました。まぁ、ニーズによっては、意味のある測定領域もあるのかもしれませんが、少なくとも私は、まったく使う気がしません。それらの機種のローカルのC/Nには全然満足でいきない特性だからです。まぁ、使うことは今後とも無いと断言していいでしょう。となると、私の必要な用途に天然記念物（昔風狭帯域）が死に絶えたら、もう、安価（といっても２０万はかかりますが）に、入手する術がなくなります。実は、一つだけ希望があるのですが、無料のHPでさらすのはなんですので、ここでは触れません。勿体つけて申し訳ありませんが、情報とはそんなものです（大笑）。
ところで、そろそろ、還暦も遠い時期と言っていられなくもなった今、こんな難儀なブツが必要な趣味なんか止めてしまえばいいのかもしれませんが、頭はともかく五体が動くうちは（笑）、趣味として続けたいものです。とすると、やっぱり自分でなんとかするしかないのでしょうね。
という流れの中で着目したのがAPB-3なのです。前身のAPB-1の時代から、その近傍C/N特性は群を抜いていました。ディジタル処理のティザ効果によって、素晴らしい（狭帯域での）ダイナミックレンジ特性を実現していました。FPGAを用いたDDC受信機そのものなので、スペアナ以外に受信機にもなるという優れものです。こういった抜群に素晴らしい機器を安価に供給していただけることに、オジサン工房の小川さんには本当に感謝するとともに、真に尊敬すべきエンジニアだなぁと今でも脱帽しています。やっぱり薀蓄じゃなくて、物つくりでしょう、エンジニアを名乗るのなら（笑）。ちなみに、私はエンジニアじゃないので、まともな物つくりができないのは当然です！（って、威張ることじゃねーぞ：大笑）。
おっと、脱線です。この素晴らしい特性を持つAPB-3の周波数拡大が、少しでもできれば、格段に利便性が向上します。なにも、連続した広い周波数スパンで測れる必要はありません。狭帯域なバンドでSSB信号のIMDやシンセサイザローカルのC/Nの様子が見られれば、それで十分と考えています。こんな用途では、例えば２０GHｚにも及ぶF帯域で確保する必要なんざ、さらさら無いはずです。いわゆる昔風の「IF帯域スペアナ」に似せたものができれば、私的には十分なのです。
いつものごとく、前置きが長くなってしまって恐縮ですが、人がなにかやろうとするときは、貴重な時間を割いて実行するに値するモチベーションがあるはずです。その披瀝なしに、なになにを作りましたといっても、見ている人は、その作品がその人にとってどんな意味を持つのかピンときません。なので、そのあたりを少しでもわかってもらおうとして、長いまえがきを書いています。長すぎて、ここまで読んでいただいた方には座布団３枚くらいあげたい気持ちです（笑）。
ということで、APB-3 ｅｘｔｅｎｔｉｏｎと銘打って、作っていくことにしましょう。何のことはない、単なる受信フロントエンドという話になります。
まずは、ブロックダイアグラムを下記に示します。
ブロックダイアグラム
前置きが長い割には単なるローカルとミクサーじゃないかとおっしゃらないでください。実は、それだけではないのです。今後、少しずつ肉付けをしていって、FPGA DDC RXのみならずTXにも展開できるように考えていきたいと思います。これは、応用としてAPB-3よりはもっと高性能なA/Dコンバータを搭載しているFPGA DDC RXにも適用可能な話になります。これについては腹案があり、そのうち実現する（拡張が楽しみ）ことにして、今は単なる周波数変換器を作ってみることにします。
この周波数コンバータの肝は２つあります。それらは高IPなミクサーと高C/Nなローカルであることは論を待ちません。このレベル感をどのようにモノにするかで、必要な資金、所要時間が決ります。ここでは、まず、習作として、手持ちの部品で、なおかつあまり時間をかけないで、どこまでできるかを検討してみます。たとえば、ミクサーならHD8901を使えば、２５０MHｚくらいまでは、かなり大きなローカル電力（22ｄB以上）が必要になり、ローカルはワイドバンドQRP送信機という風体になるので、ここではパスです。ローカルに関して言えば、たとえば、１Gsps以上の１４ビット分解能DDSなんぞを使えば、やはり２５０MHｚくらいまでのローカルができますが、ここではちょっとねー（←大げさという意味）という「乗り」になります。
ではどうするか？？
ですが、そこはまず習作なので、簡易な方法をとります。ミクサーはハイレベルDBM、ローカルはクロックモジュールの逓倍としてみます。もちろん、ローカルは外部からDDS等を入力できるように配慮しますし、DBMだって、余裕があればHD8901にでも交換できるでしょう。ここで、ハイレベルDBMのIIP3は２０dBmくらいですから、-70dBのIMまで許容するなら２０－７０/２＝－１５（dBm）まで入力可能です。ここから-７０ｄB低いレベルはAPB-3にとって「屁」でもないレベルで、ノイズフロアよりかなり上のレベルになります。なので、とっかかりの習作としてはこんなものでいいと思います。実際にスペアナでもIIP3が２０dBmを実現していれば最低基準はクリアという事例からしても、納得がいきます。
ローカルがクロックモジュールの逓倍とは、お粗末という意見もあるでしょう。ここは、時間があれば、高安定度のOCXOベースのPLL-VXOで構成しようとは考えています。それができたら、クロックモジュールをはぎ取ってしまえばいいわけです。でも、確かに周波数安定度は、フリーランのXtalですから難がありますが、C/Nに関しては意外や意外、けっこういい味を出しています。これについては、後程。そうそう、APB-3のF帯域が４０MHｚまでなので、クロックの基本波は８０MHｚに選んでいます。この逓倍で、レベルが得られれば、１GHｚだって測定できるかもしれませんが、今回は第三高調波まで使うことにしています。APB-3と組み合わせた場合の最高測定周波数は８０×３＋４０＝２８０MHｚということになります。あまり高い周波数まで伸ばそうとすると、クロックの逓倍によるC/N劣化と周波数誤差の増大、さらにはローカルレベルを維持するのが厳しくなるはずだからです。
周波数関係図
①～⑥は拡張領域
筐体の写真
昔のＴＧの部品は電源を除き総て回収
さて、ちょっと話が飛んで、これらを収容する筐体に行きましょう。これも、ちょっとしたストーリーがあるのです。この筐体はここで使ったものです。当時は、スペアナのトラッキングジェネレータといえば、オクに出物もほとんどなく、あっても極めて高価だったため、自作せざるを得ませんでした。しかし、バックアイソレーション確保のためのアイシレータが入手難で作るのにも困難だったものを、ミクサーとアンプの組み合わせだけで実現した、私としては、けっこう工夫をこらした意欲作でした。しばらくは、アンリツのMS６１１/６１２に繋いで、多くの自作品を作ってきましたが、昨今は、母体のスペアナが死に絶えたので、このTGだけ宙に浮いた形になっていました。なので、新たなステージの機器（＝本機）を実装して、現役復帰を果たしてもらいましょう、と考えました。本機の拡張性を考えると、基板の２階建て構成にすれば、いい感じの筐体になりそうです。
こうしてお膳立てができたところで、回路の組み立てに入ります。まずは、高調波発生のためのコムジェネレータです。
コムジェネレータといえばステップリカバリーダイオード（SRD）と相場が決まっています。これはOnからOffへの時間遷移がきわめて短いダイオードなので、生成されるインパルス状信号の周波数領域は、高調波を盛大に生成されます。１００MHｚの入力で５GHｚなんていう高調波生成だって可能ですが、今回はダイオードが入手しずらいので、他の方法を考えます。実は、今回の用途には、せいぜい数倍の逓倍ができればいいと考えていたので、こんなマイクロ波の領域まで頑張ってくれなくても、まったく問題はないのですから。せいぜいUHF帯の高調波生成用には、依然から愛用していた回路があります。「高周波回路設計ノウハウ/吉田武著/ＣＱ出版社/１９９２年」に載っていた回路ですが、すこぶる便利です。下記に回路図をのせておきますが、Ftの高いトランジスタをダイオード接続して、SRDの代替にしようというものです。原理はSRDと同じと考えられ、いずれにしても、急峻な信号変化を生み出して、盛大なスプラッタ（高調波ともいう：笑）をばら撒こうというわけです。
回路図
外観図
この回路は大昔に水晶試験用の汎用発振器（本HP内には記載はありません）に搭載して以来、便利な回路だなぁと思っていたものです。上記の回路には、このあとにμPC1677によるアンプ、そのあとの簡単なLPFが搭載されています。また、コムジェネの前には、クロックモジュールのような振幅が大きいものだけでなく、PLLのVCOの出力でも入力できるよう2SK241のバッファがついています。μPC1677は前に「信用が置けない」＜URL>ような書き方をしましたが、依然、ゲインと飽和出力が大きいので、UHFまでの汎用増幅にはもってこいの性能を持っています。なので、不意に壊れたときに備えて、ICソケットを利用しています。こんなソケットでもUHF帯なら、影響は出ません。
次に続くLPFは無くてもいいのかもしれませんが、一応、２８０MHｚまでの動作ということで、クロックモジュールの３倍波である、２４０MHｚまで通しておくことにします。２段の定K型のLPFで、TGで特性を見ながら追い込んでいます。セラミックトリマーと適当に巻いた空芯コイルでも、まぁなんとか使えるものができます。各ステージにSMAコネクタが残っていますが、これは、各ステージごとに特性チェックしていって、それらを最後に結合した名残です。この手の一品物を早く作るには、ユニットごとに特性チェックし、順次つなげていくのが一番じゃないかと思います。かなりの部分は空中配線とカッターでランドを切り抜く工法です。振動条件が厳しくなければ、こんなもので十分です。基板も紙フェノールですが、問題ありません。
スペクトラム
このようにして、ローカルを作ったわけですが、その生成スペクトラムを上記に示します。まずは、ハイレベルDBM用に１０ｄBm程度のローカル電力を確保することを優先課題とします。これは、難なくクリアできて、基本波が少々大きいですが、ま、気にするレベルでもありません。DBMはローカルが少しくらいオーバードライブでもあまり特性には影響しません。
まずは、３倍波を見てみることにしましょう。下図は、３倍波の比較図です。
２４０MHｚ帯狭帯域スペクトラム
上図は大切な昔型スペアナ（笑）R3267で図ったローカル信号の様子です。比較のために、クロックモジュールの電源にリップルフィルタの有無でスペクトラム比較してみました。リップフィルタが無いとちょいとノイジーというか、ハム＆高調波で変調されていますが、リップルフィルタを噛ますと、かなりきれいなスペクトラムが得られます。これなら、ローカル信号として使っても問題なさそうです。ただし、何度も書きますが、周波数偏差と変動は避けられません。これを解決するには、PLL-VXOを慎重に組むしか答えはありません。ということで、ここまでの様子を帯域幅を変えて示しておきます。スパン＝５ｋHzというのが、SSB用のシンセサイザのC/Nを見るのはいいのではないか（+/-2.5ｋHzの帯域が見られる）と思います。図に示すとおり、ほとんどSpurもありません。きれいな波形だと思います。
８０MHｚ基本波
２４０MHｚ３倍波
では、これらのローカルを使って、実際にダウンコンバートされたスペクトラムを見てみることにしましょう。信号純度を問題にしたいので、ある程度純度の高い発振源が欲しいところです。ここでは、ハムフェアや、USジャンクを扱っていたお店とか、オクで集めた高い周波数の水晶発振モジュールを使ってみます。１９７MHｚというモジュールが手元にありますが、これらは、水晶発振＋逓倍という構成です。これを-11～-12ｄBmに絞って、DBMに入力し、そのIF信号を見ることにします。
197ＭＨｚ水晶発振器のスペクトラム
結果です、コムジェネの２倍波からダウンコンバートされて、IFには３７MHｚが生成されますね。このスペクトラムを下図に示します。
第二高調波でミックスダウンスペクトラム
このように、ローカル純度ふが高いので、ミックスダウンによってほとんど影響を受けない、ピュアな信号が得られます。ただし、後に述べる問題のために、１５ｄＢくらいのアンプを挿入して測定しています。では、ということでローカル信号のハーモニクスによるダウンコンバートがうまくいくか見ます。
ハーモニクス２倍波（１６０ＭＨｚ）を用いた場合のＤＢＭミックスダウンＩＦ出力
ＩＮＰＵＴ＝１９７ＭＨｚ Ｃｒｙｓｔａｌ ＯＳＣ -１１．４ｄＢｍ
ＳＰＡＮ＝３００ＭＨｚ
基本波（８０ＭＨｚ）を用いた場合のＤＢＭミックスダウンＩＦ出力
ＩＮＰＵＴ＝９７.５ＭＨｚ Ｃｒｙｓｔａｌ ＯＳＣ -１２ｄＢｍ
ＳＰＡＮ＝３００ＭＨｚ
どうでしょう？上図の上の図を見ると、「あ！」と己の阿呆さ加減にあきれてしまいます。というのも１６０MHｚのローカルに対応して、ミックスダウンされた１９７MHｚの水晶発振器の信号は３７MHｚに確かに存在（マーカーで示す）しますが、損失がべらぼうに大きく、２４ｄBにもなってしまいます。その他、３倍波の２４０MHｚをローカルにした、ミックスダウン信号も軒並み生成信号のレベルは低いです。唯一、基本波の８０MHｚをローカルとしてミックスされた１１７．５MHｚと２７７MHｚは損失が－８ｄBで、これがダイオードDBMの動作として、規定の動作なのでしょう。ローカルレベル的にもこの信号が一番大きいので、これに対して主たる周波数混合動作がなされるようです。スイッチング型のDBMの場合、こんな感じに動くのでしょうね。二乗特性を用いたアクティブミクサーの場合はどうなるのか興味はありますが、ダイオードDBMを使う限り、この動作は避けられないでしょう。
では、どうするか？
ですが、答えは簡単です。要するに、ローカルを単一周波数化するしかないと思います。８０MHｚ、１６０MHｚ、２４０MHｚ (and above frequencies)ですが、当面は要求条件と工作の楽さのバランス点を取って、３倍波まで対応することとします。要するに、BPFかなんかで各ハーモニクスを個別に取り出す必要があるということです。なので、候補を考えてみます。
① LPF/HPFの組み合わせで実現
② BPFで実現
③ ノッチ（BEF）の組み合わせで実現
とかが考えられますが、工作の容易性と切り替えのための同軸リレーの少なさから①を選択して話を進めます。まず、８０MHｚの取出しはLPFが一つでいいでしょう。１６０、２４０に関しては、なるべく最小構成でやってみます。
しかしながら、ＢＰＦを作った時点で、ＴＲ技術誌４月号が発売されました。ここにはＡＰＢ３の周波数拡張器として、ＰＬＬシンセサイザを使ったスマートなフロントエンドが紹介されていました。中身を読むと、広い帯域のスペアナを目指しているようです。これはすばらしい展開なのですが、私の志向しているＥＸＴＥＮＴＩＯＮとはちょっと赴きが異なるようです。なので、ここではちょいと本機も方向性を修正してこれ以降作って行こうと思います。
前回、方向修正を考えたと書きましたが、以下に経緯を示します。
ミクサーには普通のハイレベルDBMと思っていたのですが、計測用にはOKでも、通信用のフロントエンドにはちょっと物足りないかなぁ？と思い直したためです。このAPB-3 Extentionは、スペアナ補助ツールだけではなくて、DDC-SDRのフロントエンドとしても使いたいと思っているので、そう考えると、ダイレクトAD型のSDR（さすがにもう、まともなSDRと議論するからには、直交検波+PCオーディオ入力の簡易ものは除外して考えていいでしょう）の場合、ハイレベルDBMを超えるIMD特性を有するケースもある（最高性能の１６ビットA/Dでリニアリティ重視のチップ（リニアテクノロジのハイエンドチップ等）を採用した場合）ので、このフロントエンドが原因でIMDが劣化するのは、避けたいなぁというのが本音なのです。なので、やっぱりSD8901にご登場いただくことにしましょう。
となると、今度は、広帯域にハイレベルローカルを実現する必要があって、これはこれで、結構厄介な話になります。実は、SD8001の規格表にはローカルが１７ｄBmもあればいいような書き方をしていますが、実験してみると、IIP3が３５ｄBm以上とかいうレベルにするには、ローカル信号は２５ｄBmくらい要るようです。これを、広帯域に実現するのは、考えただけで骨が折れそうです（気持ちも十分に折れる可能性が高い：笑）。構成としては、できれば広帯域なアンプと、各逓倍周波数毎の「濾波器」で実現したいのですが、どこまでできるかトライして、だめなら他の方法に移ることを考えます。最初から、開発計画をたてて、粛々とやっていくことができるほどスキルフルではないので、トライアンドエラーで答えを見つける、いつもの泥臭いスタイルでアプローチしてみます。偶然、結果が出てしまうケースもあるかと思いますが、ＳＴＡＰ細胞みたいな大それた話じゃないので、再現性は気にしません（大笑）。
ということで、まずは、８０、１６０、２４０MHｚを簡単に取り出すことにトライです。ちょっと考えたのですが、
（１） ２４０MHｚについては、LPFがすでにあるのだから、HPFを加えて抽出
（２） １６０MHｚは、うーーん、並列共振のBPFが実現できる上限に近いが、これでやっつける。
（３） ８０MHｚは２連の並列共振型BPFで簡単にさくっとフィルタリングできそう
なんて考えてみます。
以下の写真はそんな感じで作ってみた「濾波器群：笑」です。
濾波器の様子
実は、この濾波器群はあまり真面目に考えていないのです。というのも、いずれ、次のドライブアンプで飽和に近い最大電力領域で動作させれば、高調波がガッツリ出るはずで、要は、そこで目的周波数とその他の周波数の妨害が１０ｄB程度差があれば、目標とするLocal周波数で周波数変換するだろうからです。もちろん、高調波由来のスプリアスも生成されるでしょうが、それは８０MHｚの整数倍になりましょうから、APB-3帯域には落ち込まないだろうと、タカをくくってるのです。実際に使うのは狭い帯域なので、スプリアスのことを過度に気にしなくてもいいはずです。ということで、各周波数のスペクトラムを示します。
８０ＭＨｚスペクトラム
１６０ＭＨｚスペクトラム
２４０ＭＨｚスペクトラム
実は、このスペクトラムは後に述べるバッファアンプを通しています。なので、アンプの高調波も含まれて居ますが、まぁ、高調波については思惑通り、１０ｄBかそこらのレベル差が取れるので、一番大きな信号をローカルとして、入力信号は規定のロスを伴って周波数変換されるはずです。要はこれが確認したくて、アンプ込みの特性を早出しします。
さて、ＢＰＦを通した信号を、ＳＤ８９０１がドライブできる領域まで、ブーストしなければなりません。こんな２４０ＭＨｚにも及ぶ帯域で１００ｍＷを優に超えるレベルまでアンプるためには手段が限られますね。案として、
① 広帯域を諦めて、各バンド（８０、１６０、２４０ＭＨｚ）の狭帯域アンプで実現
② 何らかの広帯域アンプをパラ接続して増力する
ですが、
①はＵＨＦの小型ＰＡでＣクラスの狭帯域アンプを作れば、解決できます。まぁ、あまりスマートじゃないのですが、最後はこれになるかもしれません。
②に関しては、ちょっと実験してみたいこともあって、まずはこいつでやってみます。広帯域、ミドルパワーなＩＣとして、いつも登場するのがμＰＣ１６７７ですが、またしてもこいつで試してみようと思います。この石は最大電力が１９．５ｄＢｍも出ると規格表には謳ってあるあるのですが、いままで何回か作った回路ではそこまで出たためしはなく、せいぜい１７ｄＢｍが限度でした。これでは、パラで２０ｄＢｍ、４パラで２３ｄＢｍにしかなりませんが、まずは、こんなものでスタートさせてみましょう。目標の２５ｄＢｍには到達しない可能性が高いですが、今後の応用も考えていじってみます。
問題は、４パラを実現させるための分配、合成器です。こういう時は困ったときのミニサーキットなんですが、特価品コーナーには低い周波数の４分岐ハイブリッドは見当たりません。自分で、トロ活の４分割ハイブリッドをを組んでもいいのですが、周波数上限を伸ばすので四苦八苦したくありません。実は、オクで仕入れたＪＲＣの機器（ケースを流用しようと２ｋ円で入手）の中に、８つもの２分岐ハイブリッドがあったのを発見してあったので、今回はこれを６個使ってみることにします。若干ロスが大きいかもしれませんが、まぁ、変調信号経路に使うとかいうわけでもないので、気にしないことにします。
というふうにできたのが、下記のローカルブースターです。けっこう壮観ですね。
ローカルブースターの外観
最初、上側のパラアンプのように同軸ケーブルで配線していたのですが、面倒になり、下のパラアンプのようにＳＷＲ劣化を覚悟で特性インピーダンスに全然配慮していない、プリント版カッティングによるラインで配線してみました。これはＴＧで見るとＦ特性に数ｄＢのリップルを生じていたので、インピーダンス整合上からは好ましくありません。同軸で再配線しようかとも考えたのですが、ちょっと面倒だったので、そのまま合成してしまいました。
こいつで、出力を見ることにします。Ｆ特性は以下の通りです。
４パラアンプのＦ特性
TG Level:-10dBm
なんだか、５００ＭＨｚにいかない領域でもくねくねしていますが、使うのは２４０ＭＨｚまでなので、この際、気にしません。出力最大値は２２ｄＢｍ～２３ｄＢｍが得られているので、まぁ、実力としてはこんなものなのでしょう。
これで、とりあえず、１００～２００ｍＷ級の広帯域ブースターアンプが出来ました。これで、ＳＤ８９０１ＣＹのご本尊を奉るベースができたと考えたのですが、後になって「考えが甘かった」ということがわかってしまいます。具体的には、もうちょいとパワーが要るという簡単なお話なのですが、あまりアンプを重ねると、近傍Ｃ／Ｎも劣化しないかと、なにやら本当に厄介な領域に突っ込みそうで怖いですねぇ（大笑）。作ってはみましたが、このままＳＤ８９０１ＣＹのローカルブースターに適用すると、ちょっとＩＭＤ特性が立ち上がりません。ＩＩＰ３で２８～２９ｄＢｍ＠くらいでしょうか？これでは期待外れですね。次回はもっと特性改善をしたモジュールを紹介しましょう
前回の検討では、汎用の小電力モジュールでどこまでいくか考えましたが、ちょっと大がかりな上にパーツも広帯域ハイブリッドが６つも必要な割には、パワーも大きくなく、おまけに肝心のＳＤ８９０１には力不足でした（いいとこがないじゃないか！！）。今回はこれを補うドライバー回路を探ってみたいと思います。この回路の要求条件は２４０ＭＨｚの帯域で２５ｄＢｍ以上の出力を得られるアンプを作るということです。ただ、余裕があれば、２７ｄＢｍ（５００ｍＷ）以上は欲しいところです。こんなＱＲＰ-ＴＸと見まごうばかりのアンプが要るのですから、ＳＤ８９０１も面倒なデバイスではあります。
さて、最初から気が付けばよかったのですが、以前に「謎ＴＲの１Ｗアンプ」を作っていたとき、その帯域が１１０ＭＨｚくらいまで伸びているのを覚えていました。これは、通常のエミッタ接地のアンプでトロ活からのパクリ回路に無理やり謎ＴＲを突っ込んだものですが、謎ＴＲのfTが８００ＭＨｚくらい？で高いのか、ＮＦＢを掛ける前の裸のゲインが１７～１８ｄＢもあって非常に使いやすいなぁと思っていたものです。これは使えるのかなぁ？でも必要なＦ帯域は倍以上の２４０ＭＨｚだから、謎ＴＲのｆＴを考えると無理かもなぁ・・・と悶悶としていて、はっと気が付きました。最近の三菱のＦＥＴでＶＨＦ向けのやつはどうだろう？と。
三菱のＦＥＴはＲＤ１６ＨＨＦ１をよく使っていましたが、これはＨＦ用といいながら、５０ＭＨｚでもまったく問題なく使えます。ＶＨＦ用のＲＤ１５ＨＶＦ１ならどこまで伸びるのか？と考えたら、さっそく作ってみることにしました。巷間伝え聞くところによると、４３０ＭＨｚのＰＡでもＯＫとのことなので、それなら２４０ＭＨｚは楽勝だろうと。それも高々３０ｄＢｍ（１Ｗ）以下なんだから、この石にとっては楽勝の出力だと考えたのです。なので、さっそく回路アレンジです。
回路図
実装図
回路図的にはＣＩＳの小ささを当て込んで、４対１のステップダウントランスで、そのリアクタンス分を無効化する作戦です。この入力回路の３ｄＢコーナー周波数は212ＭＨｚになります。なので、なんとかなるじゃろうと踏みました。出力側はトロ活にあるように１２Ｖで１Ｗになるような整合回路です。折しも５００ｍＷ以上を目標にしていますから、高い周波数でもこの関係が維持できれば問題はないと判断しました。あとは、必要なインダクタンスですが、使用帯域が８０～２４０ＭＨｚなので、大胆にインダクタンスを減じています。コアはもう一回り小さいＦＴコアでμｓの小さなものにしたかったのですが、この時点では間に合っていません。なんだか、浮遊容量たっぷりで気持ちが悪いのですが、まぁ、無いものは無いのですからこれでトライしてみます。その他の空中配線も、まぁ５０ＭＨｚくらいまではまともに動く経験はあるのですが、所要帯域の２４０ＭＨｚでどうよ？と言われたら、「作ってみないとワカリマセン」状態です。逆に使えることがわかれば、一つ、経験値が上がることになり、引出しが増えるということです。なので、このアンプの成否はけっこう大事なのです。まずは、Ｆ特性を測ってみましょう。
RD15HVF1アンプＦ特性図
ＴＧ Level:-10dBm
実はＮＦＢをかけないともっとリップル（Ｆ特性のでこぼこ）があって、見られたものじゃないのですが、なんとかこのレベルまでもって来ました。まぁ、１６０ＭＨｚまでは１３ｄＢのゲインがあるのでかなりいい感じですが、思った通り、２４０ＭＨｚになると、かなり厳しく、１１ｄＢ近辺になってしまいますね。しかし、このパワーアンプ用のＦＥＴを使ってここまで伸びているのですから、このアンプの前に１５ｄＢ程度のゲインのあるアンプをつなげば、出力１Ｗは視界に入ってきます。
そこで、またもやμＰＣ１６７７のアンプを前置して、このＰＡをドライブしてみると、２８ｄＢｍ＠２４０ＭＨｚまでは確認しました。パワーがどこまで伸びるかは、この前置アンプのゲインと飽和出力にも関連するので、まずは、そちらを作ってみて、トータルで考えていくことにしましょう。
ということで、前置アンプに進みましょう。なんだか、ＳＤ８９０１を引っ張り出したが故に、だんだんローカルの規模が大きくなってしまって、自らの首を絞めているキライがあるのですが、ここまで来たら「毒を食らわばなんとやら」の心境ですね（大笑）。
先に、ＲＤ１５ＨＶＦ１大明神でＳＤ８９０１を楽々ドライブできるアンプができることが分かったので、調子にのって同じ手法で前置アンプができないか考えてみます。もっともμＰＣ１６７７が「抑え」に使えるのですが、今後の発展性を考えて、もう少し小さなＴＲ/ＦＥＴを使ってみることにします。
この流れで、５２０ＭＨｚまで使えるよという小さなＦＥＴであるＲＤ０１ＭＵＳ１を選んでみます。このＦＥＴのＣｉｓｓとＣｒｓｓを見ると、たとえば入力コーナー周波数は４：１のトランスを使えば、軽々900ＭＨｚにもなるので、うまく実装すれば２４０ＭＨｚまでは増幅可能なアンプになると思います。
ＲＤ０１ＭＵＳ１アンプの実装図
ということで、ＲＤ１５ＨＶＦ１のときに使った回路をＶｄｄを８Ｖに下げて使ってみることにしました。実は、このチップ部品形状の石は放熱にちょっと工夫が要りますね。放熱フィンは基板に直付けしなければならないので、放熱容量に限りがあると思います。まぁ、チップ部品形状にしてはＰｄが大きい（３Ｗ）ので、ある程度はそちらに期待してしまいましょう。配線に関しては、できる限り短く空中配線していますが、Ｃ/Ｒをチップ部品で、５０オーム系の特性インピーダンスの配線路を用いれば、理想的でしょうが、３００ＭＨｚくらいまでなら、そんなに気にしなくていいのかもしれません。トランス類の巻き数はＲＤ１５ＨＶＦ１のアンプと同じですが、コアはＦＴ２３－６１を使っています。
ただ、裸の特性だと、特性が暴れます。なので、ここでもＮＦＢをかけてみます。３００オームで帰還させると、下の図のように、けっこうフラットな形になりました。これなら、使える特性に見えます。よく見ると、５００ＭＨｚでも13ｄＢ位の利得があるので、びっくりしています。
RD01MUS1アンプＦ特性図
ＴＧ Level:-10dBm
これを見ると、１５ｄＢ＠２４０ＭＨｚで、ゲイン的には理想的な値になっています。最大飽和出力は図に記した条件下で２２ｄＢｍくらいになります。ちょっと小さい感じもしますが、コア等の最適化もやっていないので、今回は目的とするＲＤ１５ＨＶＦ１のドライバーとして使えるレベルであればよしとしたいと考えています。そういう意味では、十分合格になりますね。バイアスカレントを増加させれば、さらに増力できるのは確実なのですが、放熱は気がなるので、今の状態でいったんケリをつけることにします。現在は８Ｖ７０ｍＡなので５６０ｍＷを常に食わしていて、これがほぼドレイン損失になっていると考えられます。あと、このアンプは、利得と出力レベルだけ満足できれば「よし」としたいのでＩＭＤ特性で最適化していません。この特性向上には、また、別のアプローチが必要になると思われます。
最後に、このドライバーとＲＤ１５ＨＶＦ１のアンプを接続して、各周波数のスペクトラムを見てみます。一応、最終的に２８ｄＢｍが得られるように、各周波数のＢＰＦ回路にゲイン補正をかけています。まずは、上記の２つのアンプをシリーズに接続した場合のＦ特性です。
RD15HVF1+RD01MUS1アンプＦ特性図
ＴＧ Level:-10dBm
かなりうねってしまっているのは、もちろんＲＤ１５ＨＶＦ１の回路の影響です。ここで、アンプをシリーズにして得られるローカル信号については以下のようになります。各周波数ともに３０ｄＢｍ近くの出力が得られます。バンド毎のＢＰＦにはＡＴＴも挿入してあるので、そこで調整して２７ｄＢｍ近辺に設定しています（８０ＭＨｚはＡＴＴ＝０ｄＢでフルパワーを出している）。
基本波（８０ＭＨｚ）レベル
二倍波（１６０ＭＨｚ）レベル
三倍波（２４０ＭＨｚ）レベル
念のために狭帯域特性を見てみますと、一番条件の厳しい２４０ＭＨｚでは下の図のよう感じです。ＲＢＷ＝１０Ｈｚまで絞ってみていますが、余計なスプリアスやノイズフロアの上昇はなさそうです。しかし、Ｒ３２６７のＲＢＷ＝１０Ｈｚ時のノイズフロアは、３０Ｈｚ時よりどうして上昇するのか訳がわかりません（苦笑）。ＬＡＯさんが昔、アドバンテストに確認して「仕様です」と言われたそうですが、これはちょっと納得しずらい「仕様」ですね（笑）。実は、Ｒ３２６７はこの後、拙宅からある会社に嫁入りしたので、もう、あまり興味もなくなってしまったのですが。
狭帯域特性
ＳＰＡＮ：５ｋＨｚ ＲＢＷ：３０Ｈｚ
狭帯域特性
ＳＰＡＮ：２ｋＨｚ ＲＢＷ：１０Ｈｚ
＜高域周波数におけるＳＤ８９０１ミクサーの動作＞ 【2014.5.21】
前回までのバッファーアンプの製作で、ひととおり８０、１６０、２４０ＭＨｚの周波数において２５ｄＢｍ以上の出力を得ることができました。使っている素子のPdを考えると、いささか牛刀のきらいがありますが、まぁ、「できてしまった」ユニットをあまり修正せずに使えるところは使っちまえ、という態度で臨んでいますから、はなから「最適化」なんて高尚なことは考えていません。そんなことより、先を急がないといつまでたっても、終着駅にたどり着けません。
ＳＤ８９０１ＭＩＸＥＲの外観
まだバラック配線の状態
まずは、ＳＤ８９０１のユニットをご覧ください。フラットパッケージのＳＤ８９０１ＣＹを使っています。ＣＡＮタイプのものは、なんだか使うのがもったいなくて「死蔵」に近いストックになっています。というより、実装がなんとなくＲＦに有利っぽそうなのでフラットパッケージを使いました。ガラエポ基板をカッターで切り裂いて、１．２７mmピッチの拡張基板？を自作して、それにＳＤ８９０１を搭載しています。電気的には、ここで書いたように、マイナスのバイアスをサブストレートに、また電圧可変のプラス電圧をローカル入力の中点端子に加えています。扱う周波数が高いので、できる限り最短で配線したつもりですが、ラインのインピーダンスマッチングは全く考えていません。はたして、どのくらいの周波数まで使えるやら（笑）。
このＤＢＭに先のローカルアンプを接続して、実際に周波数をミックスダウンさせてみましょう。ここで用いた１９７ＭＨｚのクリスタルＯＳＣを１６０ＭＨｚのローカルと混合して、３７ＭＨｚを得てみます。本当は２４０ＭＨｚのローカルを使いたいのですが、前回との比較するために、１６０ＭＨｚローカルを使います。２４０ＭＨｚに関しては、適切なＸＴＡＬ-ＯＳＣが試験用信号ソースとして入手できれば考えることにします。
ミックスダウンされた１９７ＭＨｚのＸＯ信号
この波形を見ると、ローカル信号の純度によって、ミックスダウンされた信号が殆ど「汚れる」ことがないようです。念のため以ｈｐ３５８８で測定してみましたが、Ｒ３２６７以上にローノイズなので、さらに「問題がないこと」が確認できました。 ということなので、ここで、本機器で注目している、ＩＭＤ特性に移ります。入力ＲＦ信号は０ｄＢｍ×２の１００ＭＨｚ，１８０ＭＨｚ、２６０ＭＨｚのツートーン波形です。これは、各周波数では信号そのものではＩＭＤが観測できませんでした。これらの信号が、ローカルの各周波数である、８０、１６０、２４０ＭＨｚとミックスされて、すべてが２０ＭＨｚに変換されます。この様子を以下に示します。
入力が８０ＭＨｚ時のミックスダウン信号のＩＭ
入力が1８０ＭＨｚ時のミックスダウン信号のＩＭ
入力が２６０ＭＨｚ時のミックスダウン信号のＩＭ
これらを見ると、いずれのローカル周波数においてもＩＭ３は－７０ｄＢ以上あるので、ＩＩＰ３は３５ｄＢｍ以上あることがわかります。ＳＤ８９０１の規格表ではＩＩＰ３が３５ｄＢｍ以上を保障しているので、最低レベルの特性は担保できたことになります。ただ、周波数が２６０ＭＨｚとかいう「高い」領域で、このレベルのＩＩＰ３が実現できるのは、けっこうすごいことだと思っています。
なお、アンリツのスペアナの表示で低いレベル（管面のアッパーラインから－１５ｄＢ以下）に表示してあるのは、スペアナ自体で生じるＩＭＤレベルを無視できるようにするためです。このスペアナは若干ＴＯＩに余裕がないのか、スペアナ自体のＩＭＤの影響を避けるようにするには、比較的低い入力レベルに抑える必要がありそうです。
と、一応、ここまででＡＰＢ－３ＥＸの骨格が出来上がりました。あとは、ローカルをＰＬＬか、あるいはＤＤＳ、さらにはプログラマブルＸＯ？とかで作る作業が残っていますが、それは時間のあるときにゆっくりやればいいとして、一回ここで中断し、約束だったアンテナの設置に進みたいと思います。
＜ＡＰＢ-３ Ｅｘｔｅｎｔｉｏｎ の仮収容＞ 【2014.5.31】
さーて、先にアンテナに進むと書きましたが、このイクステンション部にとりあえず「蹴り」をつけてからにしようと思い直しました。
前回までに、ＳＤ８９０１の動作が確認できたので、次はケーシングに移ることにします。本来なら、フリーランのクロックモジュールの替りに、ＶＣＸＯ－ＰＬＬでローカルを作る作業が残っていますが、ＡＰＢ―３と組み合わせて、システムとしての使い勝手を確認するのが先決でしょう。ということで、まずはブロックの構成図ですが、実はこれと殆ど同じです。ただ、ローカルはまだ、ＸＯしか搭載していません。
結局、入力にフィルタは設けずに、ＡＴＴのみ置いて、このイクステンション部（ダウンミクサー）はスルーできる構造にしてあります。出力には簡単なＬＰＦ（４０ＭＨｚ）を置くのみで、もし、周波数可変の外部ローカル（ＤＤＳとか）を採用したら、出力とＡＰＢ３の間にはＸＦとかも入れられる構造とします。この場合、トータルな構造としては受信機を想定しています。
内部の様子
入力は右側で、すぐにＡＴＴ（０～７０ｄＢ）が続き、ミクサーのスルーＳＷを経て、ＳＤ８９０１に入力されます。ローカルの出力は、後方のプリドライバー＆ドライバーを経て、ＳＤ８９０１に入力されます。 ところで、電源トランスが３個もあるのに驚かれるかもしれませんが、後方のものがＳＤ８９０１に供給する電源用です。マイナス電源に当てる巻き線のないトランスだったので、それ用の小さなトランスも含めて３つになってしまっています（苦笑）。
内部は１Ｆと２Ｆが分かれた構造とします。１Ｆは信号処理系（単なるミクサーとローカル＆逓倍器）です。実は、２Ｆも設置できるように、すでに支柱４本が設置されています。また、支柱用の穴にあわせた基板用意してあります。２Ｆは今後作る（かもしれない）ＶＣＸＯ－ＰＬＬローカルかプログラマブルＸＯ（Si570とか）を置くことにします。
外観の様子
上図はカバーをかけた場合です。ＡＰＢ－３はカバーにねじ止めしてあります。ＡＰＢ３の筐体は小型ですばらしいのですが、軽いためにころころと位置が定まらないので、固定することにします。ＵＳＢジャックや電源ジャック等が思わぬ応力で破損するのを防ぐために、仮固定するという意味もあります。
フロントパネル面のＳＷ/コネクタ類は、左から 電源ＳＷ、Ｅｘｔｅｎｔｉｏｎ出力、Ｌｏｃａｌ切り替えＳＷ（８０ＭＨｚ、１６０ＭＨｚ、２４０ＭＨｚ、ＥＸＴ）、Ｔｈｒｏｕｇｈスイッチ、ＡＴＴ（０-７０ｄＢ）、Ｅｘｔｅｎｔｉｏｎ入力になります。まだ、レタリングしていないのでマヌケ面ですが、レタリングシートがもったいないので、レタリングが必要になる他の機器と一緒に文字は追加したいと思います（笑）。
以下、このイクステンションの動作を写真で説明します。
まずは裸のＡＰＢ-３のＩＭＤ特性です。
３０ＭＨｚにおけるＡＰＢ-３のＩＭＤ
入力がー１０ｄＢｍ×２でＩＭが７５ｄＢ以下なのでＩＩＰ３は２７～２８ｄＢｍくらいはありそうな感じです。以下、Ｅｘｔｅｎｔｉｏｎを介して２７０ＭＨｚ、１９０ＭＨｚ、１１０ＭＨｚ帯の２-トーン信号（０ｄＢｍ×２）を入力した場合の特性を見てみます。
２７０ＭＨｚ２－トーン⇒３０ＭＨｚ変換
１９０ＭＨｚ２－トーン⇒３０ＭＨｚ変換
９０ＭＨｚ２－トーン⇒３０ＭＨｚ変換
と、このように０ｄｍ近辺の信号を入れると-７０ｄＢくらいのＩＭＤが見えてしまうのは、フロントエンドのＩＩＰ３が３５ｄＢｍくらいだからです。ＡＰＢ-３の素のダイナミックレンジを総て生かそうとする（-１０ｄＢｍ×２でもＩＭＤが-７５ｄＢ以下）とするなら、フロントエンドトップのＩＩＰ３は３８ｄＢｍ以上が必要になりますが、これはちょっとつらい感じです。しかし、フロントエンドトップの入力を-５ｄＢｍ×２以下に制限すればまったく問題なくなるわけで、そのために、トップにＡＴＴ（0～70ｄＢ）を設置してあります。要するに、ＡＰＢ-３の入力レンジを-１５ｄＢｍ以下くらいになるトップ入力にすれば、問題なく８０ｄＢくらいのＩＭＤは測れることになります。
１９７ＭＨｚＸＯのコンバート波形
上図は１９７ＭＨｚのＸＯをミックスダウンして３７ＭＨｚで見た波形です。これと比べると、一瞬、ノイズが増えたような錯覚に陥りますが、実は、ＡＰＢ３-Ｅｘ経由のほうがノイズは少ないのです。なんせ表示レンジが１２０ｄＢなので、これでノイズフロアが少し高くなったように見えるのです。よくみると、hP3588と殆ど同じノイズの出方に見えます。 何とか使えると考えています。
さて、ちょっと話題を変えて、ＡＰＢ－３本体に関するスプリアス改善のことを書きます。というのは、「素の」ＡＰＢ－３だと、信号+/-４８ｋＨｚ近辺にスプリアスが出てくるのです。これは以前から掲示板でも問題視されていました。これは、クロックにＦＰＧＡの電源を用いていたためらしく、この電源系統を分離するという対策も、早くから掲示板で提案されていました。
オリジナル状態
修正の様子
ＦＢ９（チョーク）を直立させクロック電源を分離
上図は、掲示板情報をもとに、クロックの電源をＡ/Ｄの電源に繋ぎこんだ様子です。本来の電源経路に入っているチョークコイル端で分離して、Ａ/Ｄの電源にジャンパーを張っています。たったこれだけですが、ビフォー/アフターの写真を以下のように載せておきます。
修正前
修正後
劇的ともいえる改善結果ですね。もともと－6０ｄＢくらいの大変大きなスプリアスだったので、この改善は大きな意味を持っています。この対策は、実施しないといけないと思いながら、延び延びになっていいましたが、やっと実行できました。これで、安心してＡＰＢ－３を使用することができます。
さて、それでは最後に、ＡＰＢ-３とイクステンションを、実際に少し使い込んだ感想を述べておきます。
（１）やっぱりＳＤ８９０１の採用は適切？
今更ですが、スペアナとして使う場合は、ＡＰＢ-３単体のＩＩＰ３は２８ｄＢｍくらいなので、イクステンション部で３５ｄＢｍ以上ものＩＩＰ３を持ったフロントエンドは、大げさかと思いましたが、そんなことはありません。上記の動作例で見るとおり、これでも０ｄＢｍ×２の入力では少々力不足です。もちろん、入力を下げてもＡＰＢ-３の表示レンジが１２０ｄＢなので、アマチュアが必要なＤレンジは十分確保できます。しかし、一般のダイオードＤＢＭを使うと、ＡＰＢ３の能力をフルに発揮できない（ＩＭＤに関してですが）ことがわかってしまいました。
ＡＰＢ-３を周波数固定の受信機としてみなして、このイクステンションをフロントエンドとする場合（もちろん、ＡＰＢ-３とこのイクステンションの間には狭帯域フィルタを挿入）は、トップのリニアリティ確保という点では大きな意味を持ちます。ただ、これも、例えばＵＰＣ機を７ＭＨｚで聞いている限りにおいては、ＩＩＰ３はある程度確保されていれば（３０ｄＢｍくらい？）大きな不都合はなさそうです。なので、予定通りこのあたりのレベルで矛を収めることにします。まぁ、当方のロケーションは、都会の高層マンションのごとく四方八方からガンガン信号が入感するわけではないですからね（笑）。
（２）イクステンション「込み」では狭帯域専用かなぁ？
もともとトップのフィルタも無いし、ローカルにかなりの荒業を使っているので、広帯域では残留スプリアスが見えてしまいます。これをガシガシ抑圧するような大掛かりな作業は正直言ってやりたくありません。予定調和で、当初からある程度想像できました。この機器の本来目的は、Ｃ/Ｎのいい昔型スペアナが死に絶えても（もうあまり時期的猶予はないでしょう）、相変わらず、狭帯域のＣ/ＮやＩＭＤに特化して測定できればいいやと思っていたからです。このあたりの思想は、昔、自作スペアナで遊んでいたとき（ここやそこ）から一貫しています。当時からは、想像もつかないスペアナが格安に入手できる、いい時代になりましたが、大昔のアナログ通信方式（ＳＳＢとか言うらしい）用のスペアナは、もう、時を置かずに入手が困難になるでしょうから、それを確保できれば十分です。広帯域なスペアナは、これからも入手が可能でしょうからね。ただ、ケータイ用試験機としてのメーカーからの「大放出」は望めないかもしれません。まぁ、そのあたりの理由はご想像ください（笑）。