APB-3 Extention  【2014.3.23】



 新しい製作シリーズをスタートさせます。ものは、APB-3という万能測定器に外付けする、周波数、測定レンジ拡張器です。APB-3は、周波数帯域が40MHzと、アマチュア無銭屋が使うにはちょっと帯域が狭い測定器になっています。私の主な製作帯域は50MHzまでですから、すでに基本波の観測ができません。今のところ、これ以上のF帯域には自作で出没する予定はないので、まぁ、昔から持っているIF帯域スペアナ(TR4171やHP3588 :これらはすでに絶滅種)くらいの帯域まで拡張できれば十分でしょと思っています。






 ところで、F拡張の目的は、言わずもがなですが、狭いRBWで高C/Nな測定を行いたいということです。というのも、RBWは10Hz以下で「まともに測定のできる」昔型のスペアナが絶滅危惧種に指定されているからです。ここでも書きましたが、現在、手ごろな価格で手に入るのは、ケータイ用のスペアナでしょうか?古くなったモノがけっこう出回っていました。システム更改によって特性が追い付かなくなるのか、用済みになった時期に一斉に市場に登場するようです。

 これらのうち、アマチュアのSSBとかの測定に使えるような、狭帯域RBWを有するのは、アドバンR327X,6Xが手頃なのでしょう。これは、ちょっと前に大量に市場に放出されましたが、すぐに嫁ぎ先が決ったのか、最近は見ませんねぇ〜〜。今、市場にあるのはアンリツの広帯域機種か、HPの古いタイプが主だったところのようです。これらにしても、狭い帯域の通信方式が無くなるにつれて、スペアナのRBWは大きくなり、C/Nは悪くなっていきます。これは時代の要請なので、仕方がないといえば仕方がないですが。ただ、各社の最高峰機種には、RBW帯域、C/Nともにoutstandingな機種もありますが、これらの入手は、新品、中古のいずれも非現実的(値段の面もさることながら、玉が極端に少ないため)なので、考えるのは止めにしましょう(笑)。

 さて、このような機種は今後廉価で供給される可能性は無いのでしょうか?以前に笑い話を書いたときは、DSP処理の廉価版スペアナが、生意気にRBW=100Hzとか10Hzとかの設定を持っていることを紹介しました。まぁ、ニーズによっては、意味のある測定領域もあるのかもしれませんが、少なくとも私は、まったく使う気がしません。それらの機種のローカルのC/Nには全然満足でいきない特性だからです。まぁ、使うことは今後とも無いと断言していいでしょう。となると、私の必要な用途に天然記念物(昔風狭帯域)が死に絶えたら、もう、安価(といっても20万はかかりますが)に、入手する術がなくなります。実は、一つだけ希望があるのですが、無料のHPでさらすのはなんですので、ここでは触れません。勿体つけて申し訳ありませんが、情報とはそんなものです(大笑)。

 ところで、そろそろ、還暦も遠い時期と言っていられなくもなった今、こんな難儀なブツが必要な趣味なんか止めてしまえばいいのかもしれませんが、頭はともかく五体が動くうちは(笑)、趣味として続けたいものです。とすると、やっぱり自分でなんとかするしかないのでしょうね。

 という流れの中で着目したのがAPB-3なのです。前身のAPB-1の時代から、その近傍C/N特性は群を抜いていました。ディジタル処理のティザ効果によって、素晴らしい(狭帯域での)ダイナミックレンジ特性を実現していました。FPGAを用いたDDC受信機そのものなので、スペアナ以外に受信機にもなるという優れものです。こういった抜群に素晴らしい機器を安価に供給していただけることに、オジサン工房の小川さんには本当に感謝するとともに、真に尊敬すべきエンジニアだなぁと今でも脱帽しています。やっぱり薀蓄じゃなくて、物つくりでしょう、エンジニアを名乗るのなら(笑)。ちなみに、私はエンジニアじゃないので、まともな物つくりができないのは当然です!(って、威張ることじゃねーぞ:大笑)。

 おっと、脱線です。この素晴らしい特性を持つAPB-3の周波数拡大が、少しでもできれば、格段に利便性が向上します。なにも、連続した広い周波数スパンで測れる必要はありません。狭帯域なバンドでSSB信号のIMDやシンセサイザローカルのC/Nの様子が見られれば、それで十分と考えています。こんな用途では、例えば20GHzにも及ぶF帯域で確保する必要なんざ、さらさら無いはずです。いわゆる昔風の「IF帯域スペアナ」に似せたものができれば、私的には十分なのです。

 いつものごとく、前置きが長くなってしまって恐縮ですが、人がなにかやろうとするときは、貴重な時間を割いて実行するに値するモチベーションがあるはずです。その披瀝なしに、なになにを作りましたといっても、見ている人は、その作品がその人にとってどんな意味を持つのかピンときません。なので、そのあたりを少しでもわかってもらおうとして、長いまえがきを書いています。長すぎて、ここまで読んでいただいた方には座布団3枚くらいあげたい気持ちです(笑)。

 ということで、APB-3 extentionと銘打って、作っていくことにしましょう。何のことはない、単なる受信フロントエンドという話になります。

 まずは、ブロックダイアグラムを下記に示します。



ブロックダイアグラム


 前置きが長い割には単なるローカルとミクサーじゃないかとおっしゃらないでください。実は、それだけではないのです。今後、少しずつ肉付けをしていって、FPGA DDC RXのみならずTXにも展開できるように考えていきたいと思います。これは、応用としてAPB-3よりはもっと高性能なA/Dコンバータを搭載しているFPGA DDC RXにも適用可能な話になります。これについては腹案があり、そのうち実現する(拡張が楽しみ)ことにして、今は単なる周波数変換器を作ってみることにします。

 この周波数コンバータの肝は2つあります。それらは高IPなミクサーと高C/Nなローカルであることは論を待ちません。このレベル感をどのようにモノにするかで、必要な資金、所要時間が決ります。ここでは、まず、習作として、手持ちの部品で、なおかつあまり時間をかけないで、どこまでできるかを検討してみます。たとえば、ミクサーならHD8901を使えば、250MHzくらいまでは、かなり大きなローカル電力(22dB以上)が必要になり、ローカルはワイドバンドQRP送信機という風体になるので、ここではパスです。ローカルに関して言えば、たとえば、1Gsps以上の14ビット分解能DDSなんぞを使えば、やはり250MHzくらいまでのローカルができますが、ここではちょっとねー(←大げさという意味)という「乗り」になります。

 ではどうするか??

 ですが、そこはまず習作なので、簡易な方法をとります。ミクサーはハイレベルDBM、ローカルはクロックモジュールの逓倍としてみます。もちろん、ローカルは外部からDDS等を入力できるように配慮しますし、DBMだって、余裕があればHD8901にでも交換できるでしょう。ここで、ハイレベルDBMのIIP3は20dBmくらいですから、-70dBのIMまで許容するなら20−70/2=−15(dBm)まで入力可能です。ここから-70dB低いレベルはAPB-3にとって「屁」でもないレベルで、ノイズフロアよりかなり上のレベルになります。なので、とっかかりの習作としてはこんなものでいいと思います。実際にスペアナでもIIP3が20dBmを実現していれば最低基準はクリアという事例からしても、納得がいきます。

 ローカルがクロックモジュールの逓倍とは、お粗末という意見もあるでしょう。ここは、時間があれば、高安定度のOCXOベースのPLL-VXOで構成しようとは考えています。それができたら、クロックモジュールをはぎ取ってしまえばいいわけです。でも、確かに周波数安定度は、フリーランのXtalですから難がありますが、C/Nに関しては意外や意外、けっこういい味を出しています。これについては、後程。そうそう、APB-3のF帯域が40MHzまでなので、クロックの基本波は80MHzに選んでいます。この逓倍で、レベルが得られれば、1GHzだって測定できるかもしれませんが、今回は第三高調波まで使うことにしています。APB-3と組み合わせた場合の最高測定周波数は80×3+40=280MHzということになります。あまり高い周波数まで伸ばそうとすると、クロックの逓倍によるC/N劣化と周波数誤差の増大、さらにはローカルレベルを維持するのが厳しくなるはずだからです

 


周波数関係図

@〜Eは拡張領域




筐体の写真


昔のTGの部品は電源を除き総て回収




 さて、ちょっと話が飛んで、これらを収容する筐体に行きましょう。これも、ちょっとしたストーリーがあるのです。この筐体はここで使ったものです。当時は、スペアナのトラッキングジェネレータといえば、オクに出物もほとんどなく、あっても極めて高価だったため、自作せざるを得ませんでした。しかし、バックアイソレーション確保のためのアイシレータが入手難で作るのにも困難だったものを、ミクサーとアンプの組み合わせだけで実現した、私としては、けっこう工夫をこらした意欲作でした。しばらくは、アンリツのMS611/612に繋いで、多くの自作品を作ってきましたが、昨今は、母体のスペアナが死に絶えたので、このTGだけ宙に浮いた形になっていました。なので、新たなステージの機器(=本機)を実装して、現役復帰を果たしてもらいましょう、と考えました。本機の拡張性を考えると、基板の2階建て構成にすれば、いい感じの筐体になりそうです。

 こうしてお膳立てができたところで、回路の組み立てに入ります。まずは、高調波発生のためのコムジェネレータです。

 コムジェネレータといえばステップリカバリーダイオード(SRD)と相場が決まっています。これはOnからOffへの時間遷移がきわめて短いダイオードなので、生成されるインパルス状信号の周波数領域は、高調波を盛大に生成されます。100MHzの入力で5GHzなんていう高調波生成だって可能ですが、今回はダイオードが入手しずらいので、他の方法を考えます。実は、今回の用途には、せいぜい数倍の逓倍ができればいいと考えていたので、こんなマイクロ波の領域まで頑張ってくれなくても、まったく問題はないのですから。せいぜいUHF帯の高調波生成用には、依然から愛用していた回路があります。「高周波回路設計ノウハウ/吉田武著/CQ出版社/1992年」に載っていた回路ですが、すこぶる便利です。下記に回路図をのせておきますが、Ftの高いトランジスタをダイオード接続して、SRDの代替にしようというものです。原理はSRDと同じと考えられ、いずれにしても、急峻な信号変化を生み出して、盛大なスプラッタ(高調波ともいう:笑)をばら撒こうというわけです。





回路図




外観図



 この回路は大昔に水晶試験用の汎用発振器(本HP内には記載はありません)に搭載して以来、便利な回路だなぁと思っていたものです。上記の回路には、このあとにμPC1677によるアンプ、そのあとの簡単なLPFが搭載されています。また、コムジェネの前には、クロックモジュールのような振幅が大きいものだけでなく、PLLのVCOの出力でも入力できるよう2SK241のバッファがついています。μPC1677は前に「信用が置けない」<URL>ような書き方をしましたが、依然、ゲインと飽和出力が大きいので、UHFまでの汎用増幅にはもってこいの性能を持っています。なので、不意に壊れたときに備えて、ICソケットを利用しています。こんなソケットでもUHF帯なら、影響は出ません。

 次に続くLPFは無くてもいいのかもしれませんが、一応、280MHzまでの動作ということで、クロックモジュールの3倍波である、240MHzまで通しておくことにします。2段の定K型のLPFで、TGで特性を見ながら追い込んでいます。セラミックトリマーと適当に巻いた空芯コイルでも、まぁなんとか使えるものができます。各ステージにSMAコネクタが残っていますが、これは、各ステージごとに特性チェックしていって、それらを最後に結合した名残です。この手の一品物を早く作るには、ユニットごとに特性チェックし、順次つなげていくのが一番じゃないかと思います。かなりの部分は空中配線とカッターでランドを切り抜く工法です。振動条件が厳しくなければ、こんなもので十分です。基板も紙フェノールですが、問題ありません。



スペクトラム


 このようにして、ローカルを作ったわけですが、その生成スペクトラムを上記に示します。まずは、ハイレベルDBM用に10dBm程度のローカル電力を確保することを優先課題とします。これは、難なくクリアできて、基本波が少々大きいですが、ま、気にするレベルでもありません。DBMはローカルが少しくらいオーバードライブでもあまり特性には影響しません。

 まずは、3倍波を見てみることにしましょう。下図は、3倍波の比較図です。



240MHz帯狭帯域スペクトラム




上図は大切な昔型スペアナ(笑)R3267で図ったローカル信号の様子です。比較のために、クロックモジュールの電源にリップルフィルタの有無でスペクトラム比較してみました。リップフィルタが無いとちょいとノイジーというか、ハム&高調波で変調されていますが、リップルフィルタを噛ますと、かなりきれいなスペクトラムが得られます。これなら、ローカル信号として使っても問題なさそうです。ただし、何度も書きますが、周波数偏差と変動は避けられません。これを解決するには、PLL-VXOを慎重に組むしか答えはありません。ということで、ここまでの様子を帯域幅を変えて示しておきます。スパン=5kHzというのが、SSB用のシンセサイザのC/Nを見るのはいいのではないか(+/-2.5kHzの帯域が見られる)と思います。図に示すとおり、ほとんどSpurもありません。きれいな波形だと思います。





80MHz基本波




240MHz3倍波


 では、これらのローカルを使って、実際にダウンコンバートされたスペクトラムを見てみることにしましょう。信号純度を問題にしたいので、ある程度純度の高い発振源が欲しいところです。ここでは、ハムフェアや、USジャンクを扱っていたお店とか、オクで集めた高い周波数の水晶発振モジュールを使ってみます。197MHzというモジュールが手元にありますが、これらは、水晶発振+逓倍という構成です。これを-11〜-12dBmに絞って、DBMに入力し、そのIF信号を見ることにします。




197MHz水晶発振器のスペクトラム


 結果です、コムジェネの2倍波からダウンコンバートされて、IFには37MHzが生成されますね。このスペクトラムを下図に示します。




第二高調波でミックスダウンスペクトラム



 このように、ローカル純度ふが高いので、ミックスダウンによってほとんど影響を受けない、ピュアな信号が得られます。ただし、後に述べる問題のために、15dBくらいのアンプを挿入して測定しています。では、ということでローカル信号のハーモニクスによるダウンコンバートがうまくいくか見ます。






ハーモニクス2倍波(160MHz)を用いた場合のDBMミックスダウンIF出力
INPUT=197MHz Crystal OSC  -11.4dBm
SPAN=300MHz





基本波(80MHz)を用いた場合のDBMミックスダウンIF出力
INPUT=97.5MHz Crystal OSC -12dBm
SPAN=300MHz




 どうでしょう?上図の上の図を見ると、「あ!」と己の阿呆さ加減にあきれてしまいます。というのも160MHzのローカルに対応して、ミックスダウンされた197MHzの水晶発振器の信号は37MHzに確かに存在(マーカーで示す)しますが、損失がべらぼうに大きく、24dBにもなってしまいます。その他、3倍波の240MHzをローカルにした、ミックスダウン信号も軒並み生成信号のレベルは低いです。唯一、基本波の80MHzをローカルとしてミックスされた117.5MHzと277MHzは損失が−8dBでこれがダイオードDBMの動作として、規定の動作なのでしょう。ローカルレベル的にもこの信号が一番大きいので、これに対して主たる周波数混合動作がなされるようです。スイッチング型のDBMの場合、こんな感じに動くのでしょうね。二乗特性を用いたアクティブミクサーの場合はどうなるのか興味はありますが、ダイオードDBMを使う限り、この動作は避けられないでしょう。

では、どうするか?


 ですが、答えは簡単です。要するに、ローカルを単一周波数化するしかないと思います。80MHz、160MHz、240MHz (and above frequencies)ですが、当面は要求条件と工作の楽さのバランス点を取って、3倍波まで対応することとします。要するに、BPFかなんかで各ハーモニクスを個別に取り出す必要があるということです。なので、候補を考えてみます。

@ LPF/HPFの組み合わせで実現
A BPFで実現
B ノッチ(BEF)の組み合わせで実現


とかが考えられますが、工作の容易性と切り替えのための同軸リレーの少なさから@を選択して話を進めます。まず、80MHzの取出しはLPFが一つでいいでしょう。160、240に関しては、なるべく最小構成でやってみます。

しかしながら、BPFを作った時点で、TR技術誌4月号が発売されました。ここにはAPB3の周波数拡張器として、PLLシンセサイザを使ったスマートなフロントエンドが紹介されていました。中身を読むと、広い帯域のスペアナを目指しているようです。これはすばらしい展開なのですが、私の志向しているEXTENTIONとはちょっと赴きが異なるようです。なので、ここではちょいと本機も方向性を修正してこれ以降作って行こうと思います。


<ローカルアンプ回路@> 【2014.4.12】


 前回、方向修正を考えたと書きましたが、以下に経緯を示します。

 ミクサーには普通のハイレベルDBMと思っていたのですが、計測用にはOKでも、通信用のフロントエンドにはちょっと物足りないかなぁ?と思い直したためです。このAPB-3 Extentionは、スペアナ補助ツールだけではなくて、DDC-SDRのフロントエンドとしても使いたいと思っているので、そう考えると、ダイレクトAD型のSDR(さすがにもう、まともなSDRと議論するからには、直交検波+PCオーディオ入力の簡易ものは除外して考えていいでしょう)の場合、ハイレベルDBMを超えるIMD特性を有するケースもある(最高性能の16ビットA/Dでリニアリティ重視のチップ(リニアテクノロジのハイエンドチップ等)を採用した場合)ので、このフロントエンドが原因でIMDが劣化するのは、避けたいなぁというのが本音なのです。なので、やっぱりSD8901にご登場いただくことにしましょう。

 となると、今度は、広帯域にハイレベルローカルを実現する必要があって、これはこれで、結構厄介な話になります。実は、SD8001の規格表にはローカルが17dBmもあればいいような書き方をしていますが、実験してみると、IIP3が35dBm以上とかいうレベルにするには、ローカル信号は25dBmくらい要るようです。これを、広帯域に実現するのは、考えただけで骨が折れそうです(気持ちも十分に折れる可能性が高い:笑)。構成としては、できれば広帯域なアンプと、各逓倍周波数毎の「濾波器」で実現したいのですが、どこまでできるかトライして、だめなら他の方法に移ることを考えます。最初から、開発計画をたてて、粛々とやっていくことができるほどスキルフルではないので、トライアンドエラーで答えを見つける、いつもの泥臭いスタイルでアプローチしてみます。偶然、結果が出てしまうケースもあるかと思いますが、STAP細胞みたいな大それた話じゃないので、再現性は気にしません(大笑)。

 ということで、まずは、80、160、240MHzを簡単に取り出すことにトライです。ちょっと考えたのですが、
(1) 240MHzについては、LPFがすでにあるのだから、HPFを加えて抽出
(2) 160MHzは、うーーん、並列共振のBPFが実現できる上限に近いが、これでやっつける。
(3) 80MHzは2連の並列共振型BPFで簡単にさくっとフィルタリングできそう
 なんて考えてみます。

 以下の写真はそんな感じで作ってみた「濾波器群:笑」です。




濾波器の様子


実は、この濾波器群はあまり真面目に考えていないのです。というのも、いずれ、次のドライブアンプで飽和に近い最大電力領域で動作させれば、高調波がガッツリ出るはずで、要は、そこで目的周波数とその他の周波数の妨害が10dB程度差があれば、目標とするLocal周波数で周波数変換するだろうからです。もちろん、高調波由来のスプリアスも生成されるでしょうが、それは80MHzの整数倍になりましょうから、APB-3帯域には落ち込まないだろうと、タカをくくってるのです。実際に使うのは狭い帯域なので、スプリアスのことを過度に気にしなくてもいいはずです。ということで、各周波数のスペクトラムを示します。




80MHzスペクトラム




160MHzスペクトラム




240MHzスペクトラム


 実は、このスペクトラムは後に述べるバッファアンプを通しています。なので、アンプの高調波も含まれて居ますが、まぁ、高調波については思惑通り、10dBかそこらのレベル差が取れるので、一番大きな信号をローカルとして、入力信号は規定のロスを伴って周波数変換されるはずです。要はこれが確認したくて、アンプ込みの特性を早出しします。

 さて、BPFを通した信号を、SD8901がドライブできる領域まで、ブーストしなければなりません。こんな240MHzにも及ぶ帯域で100mWを優に超えるレベルまでアンプるためには手段が限られますね。案として、

@ 広帯域を諦めて、各バンド(80、160、240MHz)の狭帯域アンプで実現
A 何らかの広帯域アンプをパラ接続して増力する

 ですが、
 @はUHFの小型PAでCクラスの狭帯域アンプを作れば、解決できます。まぁ、あまりスマートじゃないのですが、最後はこれになるかもしれません。

 Aに関しては、ちょっと実験してみたいこともあって、まずはこいつでやってみます。広帯域、ミドルパワーなICとして、いつも登場するのがμPC1677ですが、またしてもこいつで試してみようと思います。この石は最大電力が19.5dBmも出ると規格表には謳ってあるあるのですが、いままで何回か作った回路ではそこまで出たためしはなく、せいぜい17dBmが限度でした。これでは、パラで20dBm、4パラで23dBmにしかなりませんが、まずは、こんなものでスタートさせてみましょう。目標の25dBmには到達しない可能性が高いですが、今後の応用も考えていじってみます。

 問題は、4パラを実現させるための分配、合成器です。こういう時は困ったときのミニサーキットなんですが、特価品コーナーには低い周波数の4分岐ハイブリッドは見当たりません。自分で、トロ活の4分割ハイブリッドをを組んでもいいのですが、周波数上限を伸ばすので四苦八苦したくありません。実は、オクで仕入れたJRCの機器(ケースを流用しようと2k円で入手)の中に、8つもの2分岐ハイブリッドがあったのを発見してあったので、今回はこれを6個使ってみることにします。若干ロスが大きいかもしれませんが、まぁ、変調信号経路に使うとかいうわけでもないので、気にしないことにします。

 というふうにできたのが、下記のローカルブースターです。けっこう壮観ですね。




ローカルブースターの外観



 最初、上側のパラアンプのように同軸ケーブルで配線していたのですが、面倒になり、下のパラアンプのようにSWR劣化を覚悟で特性インピーダンスに全然配慮していない、プリント版カッティングによるラインで配線してみました。これはTGで見るとF特性に数dBのリップルを生じていたので、インピーダンス整合上からは好ましくありません。同軸で再配線しようかとも考えたのですが、ちょっと面倒だったので、そのまま合成してしまいました。


 こいつで、出力を見ることにします。F特性は以下の通りです。


 

4パラアンプのF特性
TG Level:-10dBm


 なんだか、500MHzにいかない領域でもくねくねしていますが、使うのは240MHzまでなので、この際、気にしません。出力最大値は22dBm〜23dBmが得られているので、まぁ、実力としてはこんなものなのでしょう。

これで、とりあえず、100〜200mW級の広帯域ブースターアンプが出来ました。これで、SD8901CYのご本尊を奉るベースができたと考えたのですが、後になって「考えが甘かった」ということがわかってしまいます。具体的には、もうちょいとパワーが要るという簡単なお話なのですが、あまりアンプを重ねると、近傍C/Nも劣化しないかと、なにやら本当に厄介な領域に突っ込みそうで怖いですねぇ(大笑)。作ってはみましたが、このままSD8901CYのローカルブースターに適用すると、ちょっとIMD特性が立ち上がりません。IIP3で28〜29dBm@くらいでしょうか?これでは期待外れですね。次回はもっと特性改善をしたモジュールを紹介しましょう


<ローカルアンプ回路A> 【2014.5.4】

 前回の検討では、汎用の小電力モジュールでどこまでいくか考えましたが、ちょっと大がかりな上にパーツも広帯域ハイブリッドが6つも必要な割には、パワーも大きくなく、おまけに肝心のSD8901には力不足でした(いいとこがないじゃないか!!)。今回はこれを補うドライバー回路を探ってみたいと思います。この回路の要求条件は240MHzの帯域で25dBm以上の出力を得られるアンプを作るということです。ただ、余裕があれば、27dBm(500mW)以上は欲しいところです。こんなQRP-TXと見まごうばかりのアンプが要るのですから、SD8901も面倒なデバイスではあります。

 さて、最初から気が付けばよかったのですが、以前に「謎TRの1Wアンプ」を作っていたとき、その帯域が110MHzくらいまで伸びているのを覚えていました。これは、通常のエミッタ接地のアンプでトロ活からのパクリ回路に無理やり謎TRを突っ込んだものですが、謎TRのfTが800MHzくらい?で高いのか、NFBを掛ける前の裸のゲインが17〜18dBもあって非常に使いやすいなぁと思っていたものです。これは使えるのかなぁ?でも必要なF帯域は倍以上の240MHzだから、謎TRのfTを考えると無理かもなぁ・・・と悶悶としていて、はっと気が付きました。最近の三菱のFETでVHF向けのやつはどうだろう?と。

 三菱のFETはRD16HHF1をよく使っていましたが、これはHF用といいながら、50MHzでもまったく問題なく使えます。VHF用のRD15HVF1ならどこまで伸びるのか?と考えたら、さっそく作ってみることにしました。巷間伝え聞くところによると、430MHzのPAでもOKとのことなので、それなら240MHzは楽勝だろうと。それも高々30dBm(1W)以下なんだから、この石にとっては楽勝の出力だと考えたのです。なので、さっそく回路アレンジです。





回路図




実装図


 回路図的にはCISの小ささを当て込んで、4対1のステップダウントランスで、そのリアクタンス分を無効化する作戦です。この入力回路の3dBコーナー周波数は212MHzになります。なので、なんとかなるじゃろうと踏みました。出力側はトロ活にあるように12Vで1Wになるような整合回路です。折しも500mW以上を目標にしていますから、高い周波数でもこの関係が維持できれば問題はないと判断しました。あとは、必要なインダクタンスですが、使用帯域が80〜240MHzなので、大胆にインダクタンスを減じています。コアはもう一回り小さいFTコアでμsの小さなものにしたかったのですが、この時点では間に合っていません。なんだか、浮遊容量たっぷりで気持ちが悪いのですが、まぁ、無いものは無いのですからこれでトライしてみます。その他の空中配線も、まぁ50MHzくらいまではまともに動く経験はあるのですが、所要帯域の240MHzでどうよ?と言われたら、「作ってみないとワカリマセン」状態です。逆に使えることがわかれば、一つ、経験値が上がることになり、引出しが増えるということです。なので、このアンプの成否はけっこう大事なのです。まずは、F特性を測ってみましょう。





RD15HVF1アンプF特性図 

TG Level:-10dBm


 実はNFBをかけないともっとリップル(F特性のでこぼこ)があって、見られたものじゃないのですが、なんとかこのレベルまでもって来ました。まぁ、160MHzまでは13dBのゲインがあるのでかなりいい感じですが、思った通り、240MHzになると、かなり厳しく、11dB近辺になってしまいますね。しかし、このパワーアンプ用のFETを使ってここまで伸びているのですから、このアンプの前に15dB程度のゲインのあるアンプをつなげば、出力1Wは視界に入ってきます。

 そこで、またもやμPC1677のアンプを前置して、このPAをドライブしてみると、28dBm@240MHzまでは確認しました。パワーがどこまで伸びるかは、この前置アンプのゲインと飽和出力にも関連するので、まずは、そちらを作ってみて、トータルで考えていくことにしましょう。

 ということで、前置アンプに進みましょう。なんだか、SD8901を引っ張り出したが故に、だんだんローカルの規模が大きくなってしまって、自らの首を絞めているキライがあるのですが、ここまで来たら「毒を食らわばなんとやら」の心境ですね(大笑)。

 先に、RD15HVF1大明神でSD8901を楽々ドライブできるアンプができることが分かったので、調子にのって同じ手法で前置アンプができないか考えてみます。もっともμPC1677が「抑え」に使えるのですが、今後の発展性を考えて、もう少し小さなTR/FETを使ってみることにします。

 この流れで、520MHzまで使えるよという小さなFETであるRD01MUS1を選んでみます。このFETのCissとCrssを見ると、たとえば入力コーナー周波数は4:1のトランスを使えば、軽々900MHzにもなるので、うまく実装すれば240MHzまでは増幅可能なアンプになると思います。



 

RD01MUS1アンプの実装図



 ということで、RD15HVF1のときに使った回路をVddを8Vに下げて使ってみることにしました。実は、このチップ部品形状の石は放熱にちょっと工夫が要りますね。放熱フィンは基板に直付けしなければならないので、放熱容量に限りがあると思います。まぁ、チップ部品形状にしてはPdが大きい(3W)ので、ある程度はそちらに期待してしまいましょう。配線に関しては、できる限り短く空中配線していますが、C/Rをチップ部品で、50オーム系の特性インピーダンスの配線路を用いれば、理想的でしょうが、300MHzくらいまでなら、そんなに気にしなくていいのかもしれません。トランス類の巻き数はRD15HVF1のアンプと同じですが、コアはFT23−61を使っています。

 ただ、裸の特性だと、特性が暴れます。なので、ここでもNFBをかけてみます。300オームで帰還させると、下の図のように、けっこうフラットな形になりました。これなら、使える特性に見えます。よく見ると、500MHzでも13dB位の利得があるので、びっくりしています。





RD01MUS1アンプF特性図 

TG Level:-10dBm


 これを見ると、15dB@240MHzで、ゲイン的には理想的な値になっています。最大飽和出力は図に記した条件下で22dBmくらいになります。ちょっと小さい感じもしますが、コア等の最適化もやっていないので、今回は目的とするRD15HVF1のドライバーとして使えるレベルであればよしとしたいと考えています。そういう意味では、十分合格になりますね。バイアスカレントを増加させれば、さらに増力できるのは確実なのですが、放熱は気がなるので、今の状態でいったんケリをつけることにします。現在は8V70mAなので560mWを常に食わしていて、これがほぼドレイン損失になっていると考えられます。あと、このアンプは、利得と出力レベルだけ満足できれば「よし」としたいのでIMD特性で最適化していません。この特性向上には、また、別のアプローチが必要になると思われます。

 最後に、このドライバーとRD15HVF1のアンプを接続して、各周波数のスペクトラムを見てみます。一応、最終的に28dBmが得られるように、各周波数のBPF回路にゲイン補正をかけています。まずは、上記の2つのアンプをシリーズに接続した場合のF特性です。





RD15HVF1+RD01MUS1アンプF特性図 

TG Level:-10dBm


 かなりうねってしまっているのは、もちろんRD15HVF1の回路の影響です。ここで、アンプをシリーズにして得られるローカル信号については以下のようになります。各周波数ともに30dBm近くの出力が得られます。バンド毎のBPFにはATTも挿入してあるので、そこで調整して27dBm近辺に設定しています(80MHzはATT=0dBでフルパワーを出している)。

 



基本波(80MHz)レベル




二倍波(160MHz)レベル




三倍波(240MHz)レベル


 念のために狭帯域特性を見てみますと、一番条件の厳しい240MHzでは下の図のよう感じです。RBW=10Hzまで絞ってみていますが、余計なスプリアスやノイズフロアの上昇はなさそうです。しかし、R3267のRBW=10Hz時のノイズフロアは、30Hz時よりどうして上昇するのか訳がわかりません(苦笑)。LAOさんが昔、アドバンテストに確認して「仕様です」と言われたそうですが、これはちょっと納得しずらい「仕様」ですね(笑)。実は、R3267はこの後、拙宅からある会社に嫁入りしたので、もう、あまり興味もなくなってしまったのですが。





狭帯域特性

SPAN:5kHz
 RBW:30Hz


 

狭帯域特性

SPAN:2kHz
 RBW:10Hz

<高域周波数におけるSD8901ミクサーの動作> 【2014.5.21】

 前回までのバッファーアンプの製作で、ひととおり80、160、240MHzの周波数において25dBm以上の出力を得ることができました。使っている素子のPdを考えると、いささか牛刀のきらいがありますが、まぁ、「できてしまった」ユニットをあまり修正せずに使えるところは使っちまえ、という態度で臨んでいますから、はなから「最適化」なんて高尚なことは考えていません。そんなことより、先を急がないといつまでたっても、終着駅にたどり着けません。



SD8901MIXERの外観

まだバラック配線の状態


 まずは、SD8901のユニットをご覧ください。フラットパッケージのSD8901CYを使っています。CANタイプのものは、なんだか使うのがもったいなくて「死蔵」に近いストックになっています。というより、実装がなんとなくRFに有利っぽそうなのでフラットパッケージを使いました。ガラエポ基板をカッターで切り裂いて、1.27mmピッチの拡張基板?を自作して、それにSD8901を搭載しています。電気的には、ここで書いたように、マイナスのバイアスをサブストレートに、また電圧可変のプラス電圧をローカル入力の中点端子に加えています。扱う周波数が高いので、できる限り最短で配線したつもりですが、ラインのインピーダンスマッチングは全く考えていません。はたして、どのくらいの周波数まで使えるやら(笑)。

 このDBMに先のローカルアンプを接続して、実際に周波数をミックスダウンさせてみましょう。ここで用いた197MHzのクリスタルOSCを160MHzのローカルと混合して、37MHzを得てみます。本当は240MHzのローカルを使いたいのですが、前回との比較するために、160MHzローカルを使います。240MHzに関しては、適切なXTAL-OSCが試験用信号ソースとして入手できれば考えることにします。



ミックスダウンされた197MHzのXO信号



 この波形を見ると、ローカル信号の純度によって、ミックスダウンされた信号が殆ど「汚れる」ことがないようです。念のため以hp3588で測定してみましたが、R3267以上にローノイズなので、さらに「問題がないこと」が確認できました。 ということなので、ここで、本機器で注目している、IMD特性に移ります。入力RF信号は0dBm×2の100MHz,180MHz、260MHzのツートーン波形です。これは、各周波数では信号そのものではIMDが観測できませんでした。これらの信号が、ローカルの各周波数である、80、160、240MHzとミックスされて、すべてが20MHzに変換されます。この様子を以下に示します。






入力が80MHz時のミックスダウン信号のIM






入力が180MHz時のミックスダウン信号のIM






入力が260MHz時のミックスダウン信号のIM



 これらを見ると、いずれのローカル周波数においてもIM3は−70dB以上あるので、IIP3は35dBm以上あることがわかります。SD8901の規格表ではIIP3が35dBm以上を保障しているので、最低レベルの特性は担保できたことになります。ただ、周波数が260MHzとかいう「高い」領域で、このレベルのIIP3が実現できるのは、けっこうすごいことだと思っています。

 なお、アンリツのスペアナの表示で低いレベル(管面のアッパーラインから−15dB以下)に表示してあるのは、スペアナ自体で生じるIMDレベルを無視できるようにするためです。このスペアナは若干TOIに余裕がないのか、スペアナ自体のIMDの影響を避けるようにするには、比較的低い入力レベルに抑える必要がありそうです。

と、一応、ここまででAPB−3EXの骨格が出来上がりました。あとは、ローカルをPLLか、あるいはDDS、さらにはプログラマブルXO?とかで作る作業が残っていますが、それは時間のあるときにゆっくりやればいいとして、一回ここで中断し、約束だったアンテナの設置に進みたいと思います。




<APB-3 Extention の仮収容> 【2014.5.31】

 さーて、先にアンテナに進むと書きましたが、このイクステンション部にとりあえず「蹴り」をつけてからにしようと思い直しました。

 前回までに、SD8901の動作が確認できたので、次はケーシングに移ることにします。本来なら、フリーランのクロックモジュールの替りに、VCXO−PLLでローカルを作る作業が残っていますが、APB―3と組み合わせて、システムとしての使い勝手を確認するのが先決でしょう。ということで、まずはブロックの構成図ですが、実はこれと殆ど同じです。ただ、ローカルはまだ、XOしか搭載していません。

 結局、入力にフィルタは設けずに、ATTのみ置いて、このイクステンション部(ダウンミクサー)はスルーできる構造にしてあります。出力には簡単なLPF(40MHz)を置くのみで、もし、周波数可変の外部ローカル(DDSとか)を採用したら、出力とAPB3の間にはXFとかも入れられる構造とします。この場合、トータルな構造としては受信機を想定しています。





内部の様子


 入力は右側で、すぐにATT(0〜70dB)が続き、ミクサーのスルーSWを経て、SD8901に入力されます。ローカルの出力は、後方のプリドライバー&ドライバーを経て、SD8901に入力されます。 ところで、電源トランスが3個もあるのに驚かれるかもしれませんが、後方のものがSD8901に供給する電源用です。マイナス電源に当てる巻き線のないトランスだったので、それ用の小さなトランスも含めて3つになってしまっています(苦笑)。

 内部は1Fと2Fが分かれた構造とします。1Fは信号処理系(単なるミクサーとローカル&逓倍器)です。実は、2Fも設置できるように、すでに支柱4本が設置されています。また、支柱用の穴にあわせた基板用意してあります。2Fは今後作る(かもしれない)VCXO−PLLローカルかプログラマブルXO(Si570とか)を置くことにします。




外観の様子


 上図はカバーをかけた場合です。APB−3はカバーにねじ止めしてあります。APB3の筐体は小型ですばらしいのですが、軽いためにころころと位置が定まらないので、固定することにします。USBジャックや電源ジャック等が思わぬ応力で破損するのを防ぐために、仮固定するという意味もあります。

 フロントパネル面のSW/コネクタ類は、左から 電源SW、Extention出力、Local切り替えSW(80MHz、160MHz、240MHz、EXT)、Throughスイッチ、ATT(0-70dB)、Extention入力になります。まだ、レタリングしていないのでマヌケ面ですが、レタリングシートがもったいないので、レタリングが必要になる他の機器と一緒に文字は追加したいと思います(笑)。

 以下、このイクステンションの動作を写真で説明します。

 まずは裸のAPB-3のIMD特性です。





30MHzにおけるAPB-3のIMD


 入力がー10dBm×2でIMが75dB以下なのでIIP3は27〜28dBmくらいはありそうな感じです。以下、Extentionを介して270MHz、190MHz、110MHz帯の2-トーン信号(0dBm×2)を入力した場合の特性を見てみます。





270MHz2−トーン⇒30MHz変換




190MHz2−トーン⇒30MHz変換




90MHz2−トーン⇒30MHz変換


 と、このように0dm近辺の信号を入れると-70dBくらいのIMDが見えてしまうのは、フロントエンドのIIP3が35dBmくらいだからです。APB-3の素のダイナミックレンジを総て生かそうとする(-10dBm×2でもIMDが-75dB以下)とするなら、フロントエンドトップのIIP3は38dBm以上が必要になりますが、これはちょっとつらい感じです。しかし、フロントエンドトップの入力を-5dBm×2以下に制限すればまったく問題なくなるわけで、そのために、トップにATT(0〜70dB)を設置してあります。要するに、APB-3の入力レンジを-15dBm以下くらいになるトップ入力にすれば、問題なく80dBくらいのIMDは測れることになります。





197MHzXOのコンバート波形




 上図は197MHzのXOをミックスダウンして37MHzで見た波形です。これと比べると、一瞬、ノイズが増えたような錯覚に陥りますが、実は、APB3-Ex経由のほうがノイズは少ないのです。なんせ表示レンジが120dBなので、これでノイズフロアが少し高くなったように見えるのです。よくみると、hP3588と殆ど同じノイズの出方に見えます。 何とか使えると考えています。



 さて、ちょっと話題を変えて、APB−3本体に関するスプリアス改善のことを書きます。というのは、「素の」APB−3だと、信号+/-48kHz近辺にスプリアスが出てくるのです。これは以前から掲示板でも問題視されていました。これは、クロックにFPGAの電源を用いていたためらしく、この電源系統を分離するという対策も、早くから掲示板で提案されていました。




オリジナル状態




修正の様子

FB9(チョーク)を直立させクロック電源を分離


 上図は、掲示板情報をもとに、クロックの電源をA/Dの電源に繋ぎこんだ様子です。本来の電源経路に入っているチョークコイル端で分離して、A/Dの電源にジャンパーを張っています。たったこれだけですが、ビフォー/アフターの写真を以下のように載せておきます。





修正前




修正後



 劇的ともいえる改善結果ですね。もともと−60dBくらいの大変大きなスプリアスだったので、この改善は大きな意味を持っています。この対策は、実施しないといけないと思いながら、延び延びになっていいましたが、やっと実行できました。これで、安心してAPB−3を使用することができます。

さて、それでは最後に、APB-3とイクステンションを、実際に少し使い込んだ感想を述べておきます。

(1)やっぱりSD8901の採用は適切?
 今更ですが、スペアナとして使う場合は、APB-3単体のIIP3は28dBmくらいなので、イクステンション部で35dBm以上ものIIP3を持ったフロントエンドは、大げさかと思いましたが、そんなことはありません。上記の動作例で見るとおり、これでも0dBm×2の入力では少々力不足です。もちろん、入力を下げてもAPB-3の表示レンジが120dBなので、アマチュアが必要なDレンジは十分確保できます。しかし、一般のダイオードDBMを使うと、APB3の能力をフルに発揮できない(IMDに関してですが)ことがわかってしまいました。

 APB-3を周波数固定の受信機としてみなして、このイクステンションをフロントエンドとする場合(もちろん、APB-3とこのイクステンションの間には狭帯域フィルタを挿入)は、トップのリニアリティ確保という点では大きな意味を持ちます。ただ、これも、例えばUPC機を7MHzで聞いている限りにおいては、IIP3はある程度確保されていれば(30dBmくらい?)大きな不都合はなさそうです。なので、予定通りこのあたりのレベルで矛を収めることにします。まぁ、当方のロケーションは、都会の高層マンションのごとく四方八方からガンガン信号が入感するわけではないですからね(笑)。

(2)イクステンション「込み」では狭帯域専用かなぁ?
 もともとトップのフィルタも無いし、ローカルにかなりの荒業を使っているので、広帯域では残留スプリアスが見えてしまいます。これをガシガシ抑圧するような大掛かりな作業は正直言ってやりたくありません。予定調和で、当初からある程度想像できました。この機器の本来目的は、C/Nのいい昔型スペアナが死に絶えても(もうあまり時期的猶予はないでしょう)、相変わらず、狭帯域のC/NやIMDに特化して測定できればいいやと思っていたからです。このあたりの思想は、昔、自作スペアナで遊んでいたとき(ここそこ)から一貫しています。当時からは、想像もつかないスペアナが格安に入手できる、いい時代になりましたが、大昔のアナログ通信方式(SSBとか言うらしい)用のスペアナは、もう、時を置かずに入手が困難になるでしょうから、それを確保できれば十分です。広帯域なスペアナは、これからも入手が可能でしょうからね。ただ、ケータイ用試験機としてのメーカーからの「大放出」は望めないかもしれません。まぁ、そのあたりの理由はご想像ください(笑)。