　1995年に試行的に３バンドトランシーバを作ってみました。これは、マルチバンド化をどのように実現するか検討したものでした。結果として、小型のミニチュアリレーを使えば、無歪でＨＦの小信号回路は切り替えられることがわかりました。そうなると図にのるのがＪＲ１ＰＷＺの悪い癖で、一気にＨＦ７バンドと５０ＭＨｚを同一筐体に押し込むことを画策して、実現したのが本機です。一説にＳＳＢトランシーバは、ＬＯＣＡＬ回路ができれば８割は完成したと言われていますが、本当にそのとおりだと思います。ＶＸＯ-ＰＬＬ、ＤＤＳ-ＰＬＬ、ＤＤＳ逓倍、挙句の果てには大昔方式のアナログＶＦＯ+プリミクスと、当時の私の技術レベルで考えられることは全てやって、たどりついたのがＤＤＳ逓倍方式でした。識者からは「狂気の沙汰」とののしられていますが、私のリグの中では一番いとおしい機械になっています。。
（上の横長の機器はＤＤＳ入力のＰＬＬ局部発振器です）

以下はモービルハム誌（休刊中）に掲載された記事全文です。電波実験社殿にＨＰ掲載の許諾を戴いております。重いのでダウンロードの際はご注意ください。

　　　【2010.2.7】

　引越しが終わってから、サイド棚に追いやられていた本機ですが、ずーっとほおりだしておいたので、もう、動作するのだろうか？と心配になっていました。いかんせん浮気性の製作アイテム選びのあおりを食って、手付かずだったのですが、なんとか現役復帰にむけて手を入れてあげたい思いも強く、ＦＰＧＡの合間に着手したのですが、簡単にできると思っていた今風改造も、構造の面倒さもあいまってなかなか思うように進みません。しかし、開腹してから二ヶ月以上経ってしまったので、これであきらめたら何のために貴重なスペースである机上を長期間占拠したのが無駄になりますので、もう、あとには引けません。こうなったら、前進あるのみです。

　まずは、本機をヌードにして、あちこちプローブを当てたりして遊んでいました。まずは受信部ですが、最初は、こいつの料理法としてあれもこれもと思っていたのですが、感度その他を測っていたら、これはこれで、１２年前のモニュメントとして残し、大規模回路変更は止めようと思い始めました。ＲＦアンプは２ＳＫ２４１のパラレルＰＰなんて「変」な回路なので、ノートンアンプで組み直したいのはやまやまですが、とりあえず、良好に受信できており、回路趣味だけで変更するのには、時間ももったいないし・・・・ということになりました。また、スイッチ類の接触不良は、特にトグルＳＷで顕著で、接点が腐食していたのか、何度も擦動させて復活させました。心配していた大量に使用しているバンド切り替えリレーについては、大きな問題が無いように見えます。樹脂モールしてあるので酸化、腐食は進んでないのでしょうか？

　送信部は、全体のゲインダイヤグラムを見直しているのですが、どうも、ミクサーのＳＮ７６５１４とそのあとの２ＳＫ２４１からプリドライバの２ＳＣ１９７０のあたりで無理をしているようで、しっくりくるゲイン配分ではありません。Ｋ２４１でＣ１９７０をドライブするのが苦しそうなのです。Ｋ２４１の出力はステップダウンして整合させたつもりなのですが、この間に一段アンプを置くか、あるいはミクサーをもっとＩＰの高いＫ１２５のクワッドミクサーとかにしてμＰＣ１６７７でドライブするとか、考え込んでいました。そうすると、Ｋ２４１のバンドパスアンプを作り変えるのが面倒だなぁ・・・・なんて。いずれにしても、全体のゲイン配分とＩＭの関係をもう一度測りなおしながら、構成を決めていこうと考えています。

　しっかし、本日の状況を見てください。２Ｆ部分を引っ張り出して、１Ｆが見えて作業ができるようにするにも、かなりの時間を要しました。２Ｆの主な改造点のスピーチクリッパーはすでに実装しなおしてあるようです（って去年なので記憶の彼方！）

　実は、この２Ｆが乗っかっている部分なのですが、こいつは電源なのです。モービルハム誌に投稿したときは下のような状態で、カバーがついておらず、埃がつきほうだい、端子は丸出しで感電ＯＫってな状況でした。じつは、ＴＲＸ左端に電源を置いて、その上に薄板を渡して、２Ｆ部分を載せておき、いろいろ１Ｆをいじっていたのですが、当然ですが不安定でどうしようもありません。しかし、改めて電源としてみてみると、けっこう贅沢なつくりです。３４Ｖ５．５Ａ（１７０ＶＡ）を倍電圧整流して、動作時に８０Ｖ近辺の電圧を得ています。平滑コンデンサは４端子型で６３Ｖ１００００μＦ×４ですね。これは、今は無きオカルトＡＵＤＩＯブランドの「クリスキット」のパワーアンプＰ３５Ⅱからぱくって来たものです。このアンプキットはもう跡形も無く、唯一、トランスとこのコンデンサが残っているのみです。しかし、これももう十分に古いので、いつでも最近の小型で大容量なものに変更できるように部品だけは準備してあります。

　出力は８０Ｖ２Ａ（ＰＡ/ＤＲＶ）、２２Ｖ３Ａ（他の回路）、１２Ｖ１Ａ（リレー用）、－１８Ｖ１Ａ（ＯＰＡの負電源）です。これは、この８Ｂａｎｄ-ＴＲＸのほかにも、ＨＰのホームの一番下に晒してある２ＳＫ４１０ｐｐのリニアアンプ（アップコンバージョンＴＲＸのパワーアップ用）の電源としても使えるようにと考えてあります。

　さーて、こいつをケーシングしなくてはいけないのですが、どうしようか？ちゃんとしたケースを買うと、結構なお値段になるので、何かいい方法はないかと思ったのですが、とりあえず埃よけ、感電よけなら、「アルミ板で覆ってしまえば？」と思い、なるべく加工しうないで済む様な方法を考えました。結果、フロントパネルのみ切り出しましたが、天板、即板×２は買ってきてそのままで、ジャストフィットでした。あちこち見えないところを補強して一丁あがりです。

　やっと、これで、ＴＲＸの２Ｆをこの上に安置（？）することができるようになりました。また、右側のＳＷで内部のリレーが動いて、前面に出してある電源が全て切り替わって後ろのコネクターに供給されます。もちろんそれはＫ４１０ｐｐリニアアンプ用です。しっかし、まだ塗装をしていないのですが、また、これを塗装する気になるのはいつのことなのだろう？（笑）

＜謎のＴＲのＮＦＢ-ＡＭＰ＞　【2010.3.2】

　受信機の改造は後にゆずるとして、まずは、送信系をまともにしないといけません。さきに書いたとおり、２ＳＫ２４１→２ＳＣ１９７０→２ＳＫ４０８→２ＳＫ４０８/４０９ｐｐｐのブロックダイヤグラムを見直さないといけません。もともとは、ドライバーの２ＳＫ４０８をドライブするのに、２ＳＣ１９７０が苦しそうだと思ったので、これに替わるＴＲを探していました。１９７１でも持ってくればいいのでしょうが、これは絶滅種で、とんでもない値段のついているＴＲですから、おいそれと各部に使用を拡張する気になりません。ということで、白羽の矢がたったのが謎ＴＲです。

　以前にここで「あまり興味ねーなー」とほっちゃらかしておいたのですが、あれが最適解だったのか、自信がもてなかったので、再度トライしてみました。

　実は、以前と同じ、２ＳＣ１９７１の回路と同じ　これ　でやってみたところ、バイアス電流を増やすといきなり電流増加で、ご昇天召されれるケースが続出し、なんとこんな状態↓になってしまいました。さっすがにここまで飛ばしたことは近年無かったので、本当に供養しないとまずいかも知れません（笑）。

　気を取り直して、いろいろ考えていたのですが、あまり妙手も浮かばず、バイアス回路をいじってみることにしました。回路図はトロ活からアレンジして使っています。

　オリジナルでは、「ありえねー」常数のＶＲを使っていたので、少々変更しています。実際には、８Ｂ-ＴＲＸに実装することを考えて、下記のようなちょいとした放熱器に実装してみました。また、高電圧を好む謎ＴＲにあわせてＶＣＣは１５Ｖを加えていますが、これ以上の電圧を加えても歪等の特性は良好にならなかったので、１５Ｖとしました。

これで、いろいろいじってみた結果、ＮＦＢをかけて、結構いい結果を得ています。ＰＥＰは１Ｗで３ｒｄ-ＩＭＤが-４２ｄＢ（ＰＥＰ比なら-４８ｄＢ）とのことで、十分な特性です。利得は５０ＭＨｚまでは楽勝で１８ｄＢが得られ、こいつは使い勝手がいいです。これなら、残りの９４個も使い道が出来たというものですね。

＜ミクサーの交換＞　【2010.3.22】

　オリジナルのミクサーはＳＮ76514という遥か昔のＴＩのＤＢＭを使っていました。この石は手軽なミクサーやＳＳＢ変調器を作るのに２０年ほと前は人気があったようです。ジャンクボックスにも、この亜種のＳＮ１６１９３とともにまだ２０個以上眠っているのですが、そろそろ、使うあてもないのでオークションで放出しようか考え中です。おっとっと、話が横道にそれました。今回の改造では、別に原型のまま残しておいてもよかったのですが、汎用の、ある程度高いＩＩＰ３を持つミクサーに替えたいと思っていたので、さぁ何が良いかと検討していました。

　ＵＰコンバージョン機ではダイオードＤＢＭを使ったのですが、まぁ、ダイオードＤＢＭでは-10ｄＢｍまでくらいが好適な動作レベルです。ＩＩＰ３が２０ｄＢｍを想定するとＩＭ３は-60ｄＢ近辺なので、まぁ、ミクサーとしては恥ずかしい動作をしているわけではありません。ＳＮ76514のＩＩＰ３は測ったことがないのですが、これ６００Ω系ですから、ちょっと厄介です。５０Ω系に換算するとダイオードＤＢＭに比べてＩＩＰ３は15ｄＢくらい低いのではないかと思います。これはシングルエンドで扱える便利な石ではありますが、微小レベルのステージに使うのがいいのだと理解しています。

　さて、今回はもともとあまり特性追及などするつもりが無いので、そこそこのミクサーでいいのですが、この際ですから、汎用性のあるミクサーを探して見ました。Ｈ－ｍｏｄｅだと大げさでトランスを巻くのが大変そうだし、５０ＭＨｚでは動くかどうか分からないので、別のものを考えます。ＳＤ８９００１ＣＹ/ＨＤはローカル電力が馬鹿にならないので、今回は没！です。　そうなると、小型の半導体ミクサーで、思い浮かぶのは、Ｊ-ＦＥＴを用いたＤＢＭです。一時期（１０年以上前）は大流行で、メーカー/自作家問わず、多く使われました。これは、受信ミクサーに使われたのが最初かと思いますが、不勉強なのか、送信ミクサーに使った例は見たことがありません。

というわけで、上図がそのミクサーのバラック基板です。２ＳＫ１２５の配置に工夫が要る上に、ちょっとアクロバティックな空中配線をしています。まぁ、移動用でガンガンとショックを受けるわけでもないので、こんなかんじで十分な強度が取れます。配線図を下図に示します。

　おなじみの回路に見えますがちょっと様子が異なります。受信ミクサーの場合、出力はＩＦで単一周波数ですから、出力トランスは同調型にして利得を稼ぐケースが多いようです。この場合、ミクサーの利得は３～６ｄＢくらいまで行くようです。ＮＦもいいので、トップアンプが不要な構成にもできます。一方、マルチバンドの出力送信ミクサーに用いる場合は、出力周波数が変わりますので、出力トランスに同調型は使えません。ということで非同調にしてあります。この形で-２～０ｄＢくらいの利得になるようです。ＳＤ８９０１等に比べて、ローカル電力が15～20ｄＢｍで十分ですから、ドライブが容易です。これで、ＩＩＰ３がよければ、大変応用範囲が広がると思われます。

　実は、基本的な特性を取って、「うん、これなら使えそうだ」と思ってこいつをしまいこんで、三菱のＦＥＴと遊んでいたのですが、戻ってきて、ミクサーをＴＲＸに組み込んだら、ゲインが-１２～-１３ｄＢくらいになっちまっていました。うーん、オカシイなぁと悩みこんだのですが、こういうときは焦らず、じっくり、一箇所一箇所見ていく以外方策はありません。いろいろ見ていくと、実は、５０ＭＨｚよりはＨＦの低いほうの利得が激減しているようです。これがヒントですぐにピンとくればよかったのですが、なまじっか中途半端な利得があったので、すぐには分からず、次の日に「あっ！」と言うまで発見できませんでした。発見した内容は下の写真です。

　なんじゃ？これ？　って単なる同軸ケーブルの１.５Ｄ２Ｖです。それがどーした？といわれたら、こいつはローカルバッファ出力でミクサーのローカル信号端子につながっていたものです　と答えます。答えになってないようですが、これが答えです。よーく、芯線のあたりを見てください。アースの網線の一本がひょろひょろ伸びて先は芯線につながっていました！！！！！！　要するにローカル信号がアースされていたのです。網線の一本を介して！それでも５０ＭＨｚで中途半端な利得があったのは、この細い網線の一本は「Ｌ」になっていたからです。周波数が下がれば、ローカル信号は減衰し、利得も減少するというわけです。うーん、理論通りですねぇ。。。。。。

　なんて関心している場合じゃありません。こんな馬鹿なミスに感心している暇があったら次の大作業の段取りをしないと・・・・　ということで、最後にこいつのＩＭ３特性を見ておきます。ローカルが５ＭＨｚ、ＩＦは９ＭＨｚ（０ｄＢｍ）、出力は１４MＨｚの時のＩＩＰ３は３１ｄＢｍとなりました。利得は-2ｄＢです。５０ＭＨｚも含めて他のバンドも殆ど同じでした。これを見ると、かなり利得のある、ＩＭ特性のいい汎用的なミクサーになるのではないかと思っています。

　うーん、古い表現です。「スピーチクリッパー」なんていまどきの言葉じゃないですよね。スピーチプロセッサーなんて言っていたかもしれません。ところで、音声信号って平均電力とピーク電力の差が大きく、（たしか14ｄＢとかいう値を見たことがあります）ピーク電力で歪まないようにレベル配分を行うと、平均電力が1/20以下になっちまうよということになっちまいます。つまり、１００Ｗのひずみの少ない出力を有するＴＸで音声ピークまで忠実に伝送しようとすると、音声平均電力は５Ｗ以下という按配になります。ＳＳＢの帯域が２．４ＫＨｚくらいまで絞った伝送系で、音声ピークのひずみだけ良くしても、あまりご利益がありません。それより、平均電力を上げるほうが、当然、遠距離通信（うーん、「ＤＸ」とかいうのか？(笑））には有利です。

　平均電力を上げる手段にＡＧＣ（ＡＬＣ）、リミッターとありますが、真空管時代は終段のグリッド電流を検出する（ＡＢ１級バイアスでオーバードライブ）とそれを検出して、前置したリモートカットオフ管にフィードバックして利得制限する方法が一般的でした。ＡＬＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｌｉｎｉａｒｉｔｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）と言っていましたが、一種のＡＧＣですね。ＴＲ時代はそんな便利な検出手段がないので、ＲＦピークを検出していたのでしょうか？（あまり良く知りませんが）。んで、残りのリミッターですが、平均電力を上げるために、リニアなレンジを超えて増幅し、ピークをつぶして平均電力を上げてしまう超乱暴なやり方がリミッターというわけです。

　ＦＭ機用には瞬時の周波数偏移を抑制するＩＤＣ（Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｄｅｖｉａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　だったかな？）という振幅制限が法制度上義務付けられています。これはリミッタそのもので、プロ用にはそのあとに生じる高調波を抑えるフィルタの減衰域の傾斜も決められていたと思います。ＳＳＢの場合のリミッターがスピーチクリッパーというわけで、ＴＸのＩＦ段でやるもの、オーディオ信号域でやるもの、それぞれいろんな工夫がされてきたようです。

　うーん、前置きがいやに長いですが、要するにオリジナルのＩＦのスピーチクリッパーの動作がいやらしいので、替えたいというのが本日の出し物の趣旨です。↓の図は、従来使ってきた、μＰＣ１６５３という小型のアンプを無理やりオーバードライブしたときの波形です。入力は２-トーンの正弦波です。エンベロープだけを見ていますが、おもしろいですねぇ、何かにそっくりです。そう「奥歯」に似ていませんか？この波形を見て思わず大笑いをしてしまいました。昔、作ったときは何を見ていたのだ？と恥ずかしくなります。もともと、小信号のアンプが手持ちであったので、安易に使いまわしたのがいけなかったようです。これではこのあとＩＦでフィルタリングしても、なんだか気持ち悪さが倍増ですね。定量的にどれだけ悪いといえないのが癪ですが。

　つーことで、今回は正攻法でＳｉ-Ｄｉｏｄｅを用いたリミッターを作ってみました。

　メカニカルフィルタ復活作業のとき、すでに　「ここ」　でDiodeリミッターの実験はしてあるようです。ここに書いてあるとおり、信号をクリップさせたらさせたで、側帯波が広がるので、こいつをなんとかしないといけません。平均電力は上がりますが、信号の高調波はばっちり出てくるので、こいつのカットが必要です。ＩＦ系のクリッパーだと、このあと、ＳＳＢ帯域のフィルタをかますことで、ＡＦの相互変調成分は残りますが、ＩＦの高調波と側波帯の広がりはカットできます。したがって、ひずみの発生という観点からは、ＡＦ帯のクリッパーに対して有利になります。↓の写真はそのためのＳＳＢフィルターですが、まだまだサトー電気のカタログ品だったので、これが最後のＳＳＢフィルタの購入かなぁ？と思いながら、注文してしまいました。

このフィルタ、昔の八雲や金石舎のものと違って、かなり小型です。素子数は８素子なので、中身のエレメントは小型のものを使っているのでしょうね。

ここで、全体図を書いておきますが、前振りが長い割にはどうということはありません。レベルあわせ用のアンプとリミッタ用Ｄｉｏｄｅ、ＳＳＢフィルタ、以上終わりです。ここで、ＳＳＢフィルタを入れっぱなしにすると、急峻な群遅延特性の乱れによる音質劣化が考えられますが、ローカルに迷惑を掛けることを考えれば、その分は我慢すべきかもしれません。また、そんな感じですから、送信系（ＰＡ）のひずみ特性を極端に向上させても、報われないとも考えられます。何事もバランスが大切であると考えます。

　さて、どんな感じにクリップされるかを、時間領域（下図）と周波数領域（ここを参照）で示しておきます。あとは、このブロックをミクサー以降のダイナミックレンジに合わせてレベルシフトさせればいいことになります。

　この波形をＳＳＢフィルタに通すとこんなかんじになります。だいぶもとの２－トーンに近くなりますが、ＳＳＢフィルタの帯域内に落ちる相互変調成分によって歪んでいることが分かります。

クリップされた信号を帯域制限

クリップされた信号を帯域制限したスペクトラム

ＣＦ：9ＭＨｚ　ＳＰＡＮ：10ｋＨｚ　ＲＢＷ：100Ｈｚ
ＨＰ８５６８Ａ

　周波数領域で見ると上図のような感じになります。帯域外のスプラッターは全て落とされて、隣接局に影響を及ぼすことはありません。ただ、これはＴＸ-ＩＦステージですから、このあとのＭＩＸ-ＤＲＶ-ＰＡで歪んでしまうようでは、話になりません。ここは、レベル配分と、やっぱりＡＬＣをかけてあげないとダメなのではと思います。あと、クリッパーと組み合わせた時のレベル配分（どこからＡＬＣを効かせるか？）はけっこう難しい問題です。

　そろそろ、ここで、送信系のリペア計画の全容を示しておきます。断片的につぶやいてはいたのですが、まとめておく必要があるでしょう。もとの送信系は、スピーチクリッパーとミクサー以降プリドライバーまでを大幅に変更せざるを得ないという結論に達していました。１３年前の製作当時を思い起こすと、なんとか信号が通ってはいましたが、ちゃんとした測定ツールも無く、やっつけで作り上げた感が非常に強い構成でした。いろいろ個別に改善理由を挙げればきりが無いので全てを書くことは止めておきますが、要するに「今、この構成を残しておくのは気分が悪い」ということで総括できます。

→ Mixer → BPF・AMP → Pre Driver → LPF/ATT → Driver → Power AMP →ＬＰＦ　

→ Mixer → BPF → Pre Pre Driver → LPF/ATT → Pre Driver → Driver → Power AMP →ＬＰＦ　

　 (2SK125*4) 　　 (2SC1970) 　　　　　　　 (unknown TR) (2SK408) (2SK408/409ppp)

0 　　 -2 　 -8 (dBm) 　 6 　　　　　 4 　　 20 　　 34 　　　　　 48　　　　47

　従前の構成では、ミクサーの動作レベルが不適切なのか、若干歪っぽい、さらには、２ＳＫ２４１のバンドパスアンプが力不足で、プリドライバーとのマッチングが悪い。。。挙句の果てには、プリドライバーもドライバーに対してちょっと力不足だなぁ・・・という、要は全段がなんとなくミスマッチという、今考えるとあまり「好きくない」構成だったのです。こんな情緒的な表現は、無線機の構成を語るには失格なのでしょうが、個人的趣味なので、あまり気にしないでいくことにします。専門家が書いているわけではないので、「読み流して」ください。ということで、改善を図る必要があるわけですが、すでに構成エレメントとしては、ミクサーがここ、プリドライバーがここに書き込んであります。

　それ以外で問題となるのが、バンドパスアンプ、ぷりぷりドライバーというわけです。バンドパスアンプは従前のプリドライバーが重荷になっちまうので、Ｋ２４１のアンプを除いて単なるＢＰＦに改装し、いままでのプリドライバーだった、Ｃ１９７０のアンプをぷりぷりドライバーに変えて利得をカバーしようとの計画です。

　まずはぷりぷりドライバーですが、こいつはなんと一階の基板の裏側にマウントされています。

　作った当初は、一回配線したら弄ることはあるまいと思って、ほとんどアクセス不能な場所へマウントしてあるので、「なんとか弄らないで済ませられないかなぁ」と思っていたのですが、さすがにここに至って、一階をひっくり返さないとＮＧなはめに陥りました。というのは、この段にはＮＦＢが掛けてなかったので、ローバンドと５０ＭＨｚのゲイン差があまりに大きくて、低域では、利得過多で発振しそうだったからです。ということで、ＮＦＢを掛ける前とあとの図を載せておきます。

　このように利得は５０ＭＨｚまでは１２ｄＢくらいに落ち着かせています。ちなみにオープンループだと３.5ＭＨｚと５０ＭＨｚの差は１０ｄＢにもなります。ＮＦＢで平坦化しておいて、それでも補正できない、トータルの利得特性については、ＢＰＦを通過させた段階で、ＡＴＴを入れて、最低ゲインのバンドに揃えることにします。ちなみに５０ＭＨｚが最低利得なので、送信ミクサー入力からみて、最終段までの利得が等しくなるようにします。

　さて、ＢＰＦですが、これはちょっと苦労しました。９ＭＨｚのＩＦで、ミクサーに大きな電力まで扱えるスイッチング型のＤＢＭを使うと、ローカル信号の高調波が無視できません。ミクサー入力前にいっくら帯域制限しても、ミクサー自体がローカルの高調波生成器の様相を呈するので、ローカル出力のＢＰＦは全くといっていいほど、高調波の低減には威力がありません。したがって、昔使っていたＳＮ７６５１４とか真空管ミクサーのような「柔らかい？」ミクサーとは違う扱いが要ります。彼らはあまり、ローカルの高調波をミクサー出力に「排出」しません。こういう、ハードなミクサーを使うときは、そのアトの帯域制限がモノをいいます。そうなると、危ないバンドが出てきます。たとえば１４ＭＨｚ、２１ＭＨｚなどはＩＦが９ＭＨｚだと

[14MHz]　　５ＭＨｚ（Local)×３＝１５ＭＨｚ　（←おいおい！）

[21MHz]　　５ＭＨｚ（Ｌｏｃａｌ）×３+９ＭＨｚ（ＩＦ）＝２４ＭＨｚ　（←なんとかなるかな？）

なんてのがちょっと厄介です。今までは、並列共振回路を４つ並べてＣ結合したＢＰＦを多用していましたが、こんなブロードなＢＰＦではろくな帯域制限ができないほど、きつい条件になっちまいます。

　さて、何はともあれ、ミクサー出力の厳しいスペクトラム写真をお見せしましょう。下の図がそうですが、思わず、ぎょえーってな感じですね。こんなスプリアスの嵐を押さえ込むことができるのでしょうか？っちゅう勢いです。

しかし、やらなければ、先に進めません。こうなったら突撃あるのみです。というところで、困ったときのＤＷＭフィルタですが、以下のように構成しています。

[１４ＭＨｚ]　３連ＤＷＭフィルタ+ＩＦトラップ

で帯域は800ｋＨｚで設計して、超急峻な特性を実現しました。こうなると、直列共振回路の小ＣはＴＣで調整しないと絶対に追い込めません。従って、トラッキングＧは必須になってきます。しかし、トロイダルコアを使うと比較的再現性は高いようです。ただ、損失は５-８ｄＢになっちまいますが、これは仕方がりません。

　こいつらを使ったおかげで、ＨＦの各バンドは-50ｄＢ以下、５０ＭＨｚも-60ｄＢ以下を得ることができました。しかし、２４、２８は-52～-55ｄＢでちょっと悪い感じでした（今回は写真省略）。しかし当面このバンドは出る気もないので、これ以上の改善をあきらめました。時間があればあとからでもやれますが、多分、このままになってしまう可能性が高いです。

　ＩＭＤは「普通」です。ＰＥＰが４０Ｗのときの２－トーン波形を載せておきます。ミクサー～ドライバーまで、ダイナミックレンジに気を使っても、やっぱり最後は終段で決まります。この機械はベアフットで考えていますので、こんなもので良いでしょう。バンドごとにＩＭＤを最良にするようにＳＷをつけてアイドル電流を変えようかと思いましたが、まぁ、あまりここに力を入れても数ｄＢでは目に見えて音が変わるわけでも無く大げさになるだけなので、今回は止めました。アイドル電流トータル３００ｍＡ、効率は５５％くらいです。このあと、ＡＬＣで５０Ｗ以上は出ないように制御したいと思います。

　さて、ここらで、ＡＬＣをかけてとりあえず一段落したいものです。このリペアプロジェクトも、もう半年近く過ぎているので、さすがに飽きがきています。この辺で仕上げをして、次の「遊び」に移りたいと思っています。ということで、一気にＡＬＣの回路図を下に示します。またまた、牛刀を繰り出したキライがありますが、もう驚かないでください。トーシロが遊んでいると、どうしても最適なエレガントな設計なんて出来ずに、「切った張った」ででっち上げますから、こういうことになってしまいます（大笑）。

　動作を簡単にメモしておきます。備忘録のつもりなので、あまり役には立たないかもしれませんが。

　まずＲＦレベル検出ですが、これはＰＡのＬＰＦ後としてみました。ここは議論のあるところですが、①ＬＰＦを通さないと、ＰＡが歪む領域での振幅検出が不正確になるのでは？②仮に、ＡＮＴが不整合でＳＷＲが劣化し、検出ステージの信号が歪んでも、もともと１０ＷくらいのパワーでアンテナチューナーのＡＨ-４を駆動して整合状態に持っていく気なので、４０～５０Ｗの領域ではすでに整合は取れていると仮定します。従って負荷はＡＬＣの動作に影響を与えない？と勝手に推測して決めました。もし不具合があれば、ＰＡ直後に変えることもやぶさかではありません。このピックアップは、伝送線路トランスで行っています。検出はショットキーＤｉですが、こいつは逆耐圧が１０Ｖしかないので、レベルは十分注意が要ります。

　実は、このＡＬＣは、検出回路の検波電圧の立ち上がりに応じて、「だらだら」立ち上げるのは避けたいです。即ち、あるスレッショルドを超えたら、そこから初めて検出出力が出るようにしています。そのスレッショルド設定がＴＬ084-13pin（-入力）のＤＣオフセット設定用ＶＲです。これはＨＦ帯はショットキーＤｉの出力が一定なのですが、５０ＭＨｚではちょっと下がるので、バンド切り替えＳＷと連動して、設定電圧を変えています。ＴＬ084-14pin（出力）のあとについているＤｉは、先のオフセットで生じるマイナス電圧のカットオフとそのＤｉの電圧立ち上がりの不感領域補正です。

　次段のＯＰＡは反転増幅回路+レベルシフトで、下のＰｉｎダイオードの電圧制御を行うためのおまじないです。Ｐｉｎ-ＡＴＴ回路は６-７Ｖかけると最小伝送ロスとなり、それから電圧を下げていくと、挿入損失が増える回路になっているので、それに対応しています。この回路の利得は如何に早く系が応答するかに効いて来るので、カットアンドトライしています。　

　Ｐｉｎ-ＡＴＴで制御することにしたのですが、ちょっと大掛かりです。最初、ごく簡単に、Ｐiｎ-Ｄｉが一本の回路で「ちゃっちゃ」とやろうと思っていたのですが、どうも、減衰させたときの歪みの発生が気に食わなかったので（後で述べます）、ＨＰのアプリケーションノートにある回路をぱくって来ました。これだと、減衰させる全領域で-60ｄＢ以下の３次歪みなので、まったく気にしないで使うことができます。しかし、欠点もあって挿入損失が-5～-6ｄＢ程度になります。これだと、送信系のレベルダイヤ的に余裕の少ない５０ＭＨｚ帯では利得不足になるので、レベル補正アンプを挿入する羽目に陥りました。なお、このＨＰのＰｉｎ-Ｄｉは秋葉の鈴商で入手できます。通販もやってるようです。

　ということで、レベル補正のアンプですが、こいつは、昔、遊んでいたこれです。受信系にはノイズが多くて使えなかったのですが、送信系でレベルの高い用途で、ちょっと増幅してリニアリティが欲しい用途にはうってつけです。使用ＴＲは大昔モノですが、最近なら２ＳＣ５５３７とかのリニアリティのもっといい石が使えると思います。

　以下、これらの写真です。おっと、書き忘れました。このＰｉｎ-ＡＴＴは先のＳＳＢフィルタに後置し（ただしリクリッパーのダイオードは外している）、補正アンプの出力は２ＳＫ１２５×４のミクサーに入力されます。

Ｐｉｎ-ＡＴＴ制御部

検出部は別　バンド切り替えは超小型リレーを使う

Ｐｉｎ-ＡＴＴ＆補正アンプ部

うなぎの寝床の様相

↓は補正アンプ部の特性です。ＩＩＰ３は３５ｄＢｍになります。

補正アンプのＩＭ特性

細かい雑音様の信号は一回スイープ時の表示で、明るい信号は平均化処理
Ｉｎｐｕｔ：0ｄＢｍ×2　　ＡＭＰＧａｉｎ：6ｄＢ　　Ｓｐａｎ：200ｋＨｚ　

　ここでＰｉｎ-Ｄｉの特性を少し見ておきます。実は、最初、Ｐｉｎ-ＡＴＴはＤｉを一本用いたタイプで楽にやろうと思っていました。即ち、以下のような構成です。

　　ＩＮ--Ｃ-----Ｐｉｎ-Ｄｉ-----Ｃ--ＯＵＴ
　　　　　　　｜　　　　　　　｜
　　　　　　　Ｒ　　　　　　　Ｒ
　　　　　　　｜　　　　　　　｜
　　　　　　Vcont　　　　　　GND　　　　　　　

　ところが、制御電圧を減らして、損失を増やしていくとＩＭＤが増加することに気が付きました。下の図に示すように１０ｄＢも絞るとＩＭ３が-４０ｄＢ近くまで劣化します。せっかく全体の系を気遣ってきたのに、ここで劣化してはつまらない話になります。（実は、本当は-40ｄＢくらいならほとんど影響がないのですが、単に気持ちの問題です）

Ｐｉｎ-Ｄｉが一本の時のＩＭ特性

薄い線は損失最小時（-3.5ｄＢ）の状態で、明るい線はそれから9ｄＢほど絞った場合
Ｉｎｐｕｔ：0ｄＢｍ×2　　ＣＦ：9ＭＨｚ　　Ｓｐａｎ：200ｋＨｚ　

　ということで、冒頭の回路図にあるような大掛かりな回路になってしまいました。これだと、ＩＭＤは全く気にするレベルではありません。

　さて、最終的に結線して、ＴＸとして実際に動作させた様子を示します。スピーチクリッパーは動作させません。

ＡＬＣのＯＮ/ＯＦＦ時のＩＭ特性

薄い線はＡＬＣ無しの状態で、明るい線はＡＬＣをかけた場合
ＣＦ：14.186ＭＨｚ　　Ｓｐａｎ：10ｋＨｚ　

　まずは、ＡＬＣの動作開始の設定レベルですが、これはＰＥＰ出力が４０Ｗ相当の振幅レベルに設定します。つまり、「ここまではリニアで抑圧動作はしませんよ」という状態です。当然、ＩＭＤの劣化もありません。そのとき、どんどん入力を入れていくと、レベル抑圧動作が始まります。設定レベルから、入力を１５ｄＢアップさせた状況が上図のＩＭＤです。明るい方の波形がＡＬＣアリで、薄く暗い波形はこの状態でＡＬＣを解除した状況です（下の①にエンベロープを示します）。入力を１５ｄＢもあげて、出力が１５ｄＢも上がってしまったら、このアンプはＫＷリニアになっちまいますから、当然飽和してしまい、ＰＥＰが５ｄＢくらい上がったところ（ＰＥＰ４０Ｗに対してだとすると、１２６Ｗ！）になっています。この状態から抑圧して明るい波形のレベルであるＰＥＰが５０Ｗくらいまで落とし込んでいます。このときのＩＭＤは-25ｄＢくらいになってしまいます（同じく下の②にエンベロープを示します。）。なんだか、もう少しＩＭＤがよくなってもいいかなと最初は思ったのですが、もともと、ＰＡの飽和領域では、入力が増加しても出力が増加しないので、ＲＦ検出電圧が増加せず、そもそもＰｉｎ-ＡＴＴ入力を押さえ込むための制御電圧が得づらくなり、ＩＭＤが増加していきます。これは仕方の無いことで、ＰＡの出力からＡＬＣ制御電圧を取り出すＲＦ処理の本質的問題だと思います。

①ＡＬＣ無しの飽和状態

ＰＥＰ＝126Ｗなので実効電力は63Ｗ相当か？
かなりピークがつぶれた形で、こんな状態で運用したら隣のチャネルは妨害の嵐？（上のスペクトラム参照）

②ＡＬＣをかけて①の状態を抑圧

-25ｄＢのＩＭＤにしては少々ひしゃげ気味
これは、ＩＭ３成分が不等レベルだとこのような波形になる。
ＡＬＣ無しで-25ｄＢの場合（ＩＭＤ３レベルが等しいとき）はもっと波形が対称に近づく

以上、ＲＦ検出型のＡＬＣを見てきたのですが、一応このあたりでまとめようと思います。

・送信系はなるべくリニアな範囲を多く取り、ＡＬＣの開始電圧をＰＥＰで４０Ｗ近辺とする。
・出力は５０Ｗ以上は出さない。
・スピーチプロセッサは今回は止める。（ただし、リミッタのみ除去し、ＳＳＢフィルタは残す）

という形にします。

　ここまでやったところで、ＡＦ帯のＡＧＣ付きマイクアンプ用ＩＣであるＴＡ２０１１Ｓを入手したのですが、これは外付けのがっちりとしたシールドのある筐体で、マイクコンプレッサという形で独立させようと思っています。ＬＡＯさんのブログによると、大入力時もＩＭＤの劣化が無いので、ＴＸのマイク入力が先のＡＬＣの動作レベル以上にならないＡＧＣがかけられれば、ＴＸのＩＭＤのいい領域で使うことができそうで、これには多いに期待が持てます。要するに、変調回路をオーバードライブしないように、ＡＦ帯ＡＧＣアンプ、ＰＡをオーバードライブしないようにＡＬＣを使うというところでしょうか。実は、ＴＸ系は音声に特化していろんなコンプレッション回路を本体内に組み込むと、あとから、他の変調の実験に差し障りがあるかもしれないと思って、結局、ＴＸ本体にはＡＬＣのみを実装するという結論になりました。

これと、いろいろ各部を調整・小修理して、一応使える状態にまで仕上げてみました。さて、お空に出る日はいつになるのかな（笑）？

ＤＤＳ逓倍方式	文字どおり、ＤＤＳの出力をｎ逓倍すること。近傍のサイドバンドノイズは10log(n) dB劣化し、かつ、元ＤＤＳのスプリアスも逓倍後は飛躍的に増大することを覚悟しないといけない。厳格な帯域制限(バンドバスフィルタを通すこと）が必要になる。ＩＦ帯域にスプリアスが落ち込まないように細心の注意が必要。もっとも、高クロックのＤＤＳチップが入手できれば、逓倍なんて「恐ろしい技」を使う必要はありません。ＪＲ１ＰＷＺが初めて発表したが、その後、趣旨に賛同いただいたのか（？！）、何件か発表例がある。ただし、識者は「唖然」とするでしょう。
ＶＸＯ-ＰＬＬ方式	ＰＬＬのリファレンスにＶＸＯを使うこと。ＰＬＬで周波数連続可変が可能になる。これも、ＪＲ１ＰＷＺがＭＨ誌１９９６年６月号で、初めて世に出したと勝手に思っている（前例を見つけたら教えていただけると幸いです）。周波数可変ステップの小さいシンセサイザは作るのが難しいが（小数点分周用の特殊なＬＳＩが手に入るといいのですが）、本方式はバカチョンに出来上がる。しかし、この方式の賛同者はまだ見たことがない。ＶＸＯの代わりにＤＤＳを使うのがオーソドックスな局発の構成法です。
プリミクス方式	アナログ時代に、10ＭＨｚ近辺のクリスタルフィルタでシングルコンバージョンを構成するときに多用された。なんのことはない、ＸＴＯとアナログＶＦＯをミックスして、目的周波数とＩＦ周波数の差（＝局発周波数）を生成する方式。八重洲ＦＴ-200や、ドレークＲ-4が有名。

ＩＭＤ特性		スプリアス特性
	3.5ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		3.5ＭＨｚ BW:10MHz RBW:30kHz
	7ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		7ＭＨｚ BW:15MHz RBW:30kHz
	14ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		14ＭＨｚ BW:40MHz RBW:100kHz
	18ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		18ＭＨｚ BW:50MHz RBW:300kHz
	21ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		21ＭＨｚ BW:50MHz RBW:100kHz
	50ＭＨｚ BW:10kHz RBW:100Hz		50ＭＨｚ BW:104MHz RBW:300kHz