HF
to 50MHz 8-BAND SSB TRX

(MH誌1997年/7月号




 1995年に試行的に3バンドトランシーバを作ってみました。これは、マルチバンド化をどのように実現するか検討したものでした。結果として、小型のミニチュアリレーを使えば、無歪でHFの小信号回路は切り替えられることがわかりました。そうなると図にのるのがJR1PWZの悪い癖で、一気にHF7バンドと50MHzを同一筐体に押し込むことを画策して、実現したのが本機です。一説にSSBトランシーバは、LOCAL回路ができれば8割は完成したと言われていますが、本当にそのとおりだと思います。VXO-PLL、DDS-PLL、DDS逓倍、挙句の果てには大昔方式のアナログVFO+プリミクスと、当時の私の技術レベルで考えられることは全てやって、たどりついたのがDDS逓倍方式でした。識者からは「狂気の沙汰」とののしられていますが、私のリグの中では一番いとおしい機械になっています。。
(上の横長の機器はDDS入力のPLL局部発振器です)



 よくもまあ、飽きずにこまごました回路を継ぎはいでいるものだと感心します。左の基板の下には同じ規模の回路が詰まっています。中央の箱は周波数カウンターで、その下にDDSとロータリーエンコーダがあります。中央上の放熱器付きの箱はドライバで右の箱が2SK408/409のパラプッシュアンプです。
 下の写真で右側はDDSの出力側帯域制限回路、左側が受信フロントエンドです。ちなみに家内は、こんな配線と部品の集積を見ていると「目が回って気持ち悪くなる」と言っています。自作家は家族からも理解されない悲しい運命を背負っているのですね!(なに?おまえだけだって?)。



以下はモービルハム誌(休刊中)に掲載された記事全文です。電波実験社殿にHP掲載の許諾を戴いております。重いのでダウンロードの際はご注意ください。

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用語集

DDS逓倍方式 文字どおり、DDSの出力をn逓倍すること。近傍のサイドバンドノイズは10log(n) dB劣化し、かつ、元DDSのスプリアスも逓倍後は飛躍的に増大することを覚悟しないといけない厳格な帯域制限(バンドバスフィルタを通すこと)が必要になる。IF帯域にスプリアスが落ち込まないように細心の注意が必要。もっとも、高クロックのDDSチップが入手できれば、逓倍なんて「恐ろしい技」を使う必要はありません。JR1PWZが初めて発表したが、その後、趣旨に賛同いただいたのか(?!)、何件か発表例がある。ただし、識者は「唖然」とするでしょう。
VXO-PLL方式 PLLのリファレンスにVXOを使うこと。PLLで周波数連続可変が可能になる。これも、JR1PWZがMH誌1996年6月号で、初めて世に出したと勝手に思っている(前例を見つけたら教えていただけると幸いです)。周波数可変ステップの小さいシンセサイザは作るのが難しいが(小数点分周用の特殊なLSIが手に入るといいのですが)、本方式はバカチョンに出来上がる。しかし、この方式の賛同者はまだ見たことがない。VXOの代わりにDDSを使うのがオーソドックスな局発の構成法です。
プリミクス方式 アナログ時代に、10MHz近辺のクリスタルフィルタでシングルコンバージョンを構成するときに多用された。なんのことはない、XTOとアナログVFOをミックスして、目的周波数とIF周波数の差(=局発周波数)を生成する方式。八重洲FT-200や、ドレークR-4が有名。


13年目の改造


   【2010.2.7】


 引越しが終わってから、サイド棚に追いやられていた本機ですが、ずーっとほおりだしておいたので、もう、動作するのだろうか?と心配になっていました。いかんせん浮気性の製作アイテム選びのあおりを食って、手付かずだったのですが、なんとか現役復帰にむけて手を入れてあげたい思いも強く、FPGAの合間に着手したのですが、簡単にできると思っていた今風改造も、構造の面倒さもあいまってなかなか思うように進みません。しかし、開腹してから二ヶ月以上経ってしまったので、これであきらめたら何のために貴重なスペースである机上を長期間占拠したのが無駄になりますので、もう、あとには引けません。こうなったら、前進あるのみです。

 まずは、本機をヌードにして、あちこちプローブを当てたりして遊んでいました。まずは受信部ですが、最初は、こいつの料理法としてあれもこれもと思っていたのですが、感度その他を測っていたら、これはこれで、12年前のモニュメントとして残し、大規模回路変更は止めようと思い始めました。RFアンプは2SK241のパラレルPPなんて「変」な回路なので、ノートンアンプで組み直したいのはやまやまですが、とりあえず、良好に受信できており、回路趣味だけで変更するのには、時間ももったいないし・・・・ということになりました。また、スイッチ類の接触不良は、特にトグルSWで顕著で、接点が腐食していたのか、何度も擦動させて復活させました。心配していた大量に使用しているバンド切り替えリレーについては、大きな問題が無いように見えます。樹脂モールしてあるので酸化、腐食は進んでないのでしょうか?

 送信部は、全体のゲインダイヤグラムを見直しているのですが、どうも、ミクサーのSN76514とそのあとの2SK241からプリドライバの2SC1970のあたりで無理をしているようで、しっくりくるゲイン配分ではありません。K241でC1970をドライブするのが苦しそうなのです。K241の出力はステップダウンして整合させたつもりなのですが、この間に一段アンプを置くか、あるいはミクサーをもっとIPの高いK125のクワッドミクサーとかにしてμPC1677でドライブするとか、考え込んでいました。そうすると、K241のバンドパスアンプを作り変えるのが面倒だなぁ・・・・なんて。いずれにしても、全体のゲイン配分とIMの関係をもう一度測りなおしながら、構成を決めていこうと考えています。

 しっかし、本日の状況を見てください。2F部分を引っ張り出して、1Fが見えて作業ができるようにするにも、かなりの時間を要しました。2Fの主な改造点のスピーチクリッパーはすでに実装しなおしてあるようです(って去年なので記憶の彼方!)



スパゲッティ状態の内部

 実は、この2Fが乗っかっている部分なのですが、こいつは電源なのです。モービルハム誌に投稿したときは下のような状態で、カバーがついておらず、埃がつきほうだい、端子は丸出しで感電OKってな状況でした。じつは、TRX左端に電源を置いて、その上に薄板を渡して、2F部分を載せておき、いろいろ1Fをいじっていたのですが、当然ですが不安定でどうしようもありません。しかし、改めて電源としてみてみると、けっこう贅沢なつくりです。34V5.5A(170VA)を倍電圧整流して、動作時に80V近辺の電圧を得ています。平滑コンデンサは4端子型で63V10000μF×4ですね。これは、今は無きオカルトAUDIOブランドの「クリスキット」のパワーアンプP35Uからぱくって来たものです。このアンプキットはもう跡形も無く、唯一、トランスとこのコンデンサが残っているのみです。しかし、これももう十分に古いので、いつでも最近の小型で大容量なものに変更できるように部品だけは準備してあります。



元の電源回路


 出力は80V2A(PA/DRV)、22V3A(他の回路)、12V1A(リレー用)、−18V1A(OPAの負電源)です。これは、この8Band-TRXのほかにも、HPのホームの一番下に晒してある2SK410ppのリニアアンプ(アップコンバージョンTRXのパワーアップ用)の電源としても使えるようにと考えてあります。

 さーて、こいつをケーシングしなくてはいけないのですが、どうしようか?ちゃんとしたケースを買うと、結構なお値段になるので、何かいい方法はないかと思ったのですが、とりあえず埃よけ、感電よけなら、「アルミ板で覆ってしまえば?」と思い、なるべく加工しうないで済む様な方法を考えました。結果、フロントパネルのみ切り出しましたが、天板、即板×2は買ってきてそのままで、ジャストフィットでした。あちこち見えないところを補強して一丁あがりです。



カバーで補強してみました

 やっと、これで、TRXの2Fをこの上に安置(?)することができるようになりました。また、右側のSWで内部のリレーが動いて、前面に出してある電源が全て切り替わって後ろのコネクターに供給されます。もちろんそれはK410ppリニアアンプ用です。しっかし、まだ塗装をしていないのですが、また、これを塗装する気になるのはいつのことなのだろう?(笑)

<謎のTRのNFB-AMP> 【2010.3.2】

 受信機の改造は後にゆずるとして、まずは、送信系をまともにしないといけません。さきに書いたとおり、2SK241→2SC1970→2SK408→2SK408/409pppのブロックダイヤグラムを見直さないといけません。もともとは、ドライバーの2SK408をドライブするのに、2SC1970が苦しそうだと思ったので、これに替わるTRを探していました。1971でも持ってくればいいのでしょうが、これは絶滅種で、とんでもない値段のついているTRですから、おいそれと各部に使用を拡張する気になりません。ということで、白羽の矢がたったのが謎TRです。

 以前にここで「あまり興味ねーなー」とほっちゃらかしておいたのですが、あれが最適解だったのか、自信がもてなかったので、再度トライしてみました。

 実は、以前と同じ、2SC1971の回路と同じ これ でやってみたところ、バイアス電流を増やすといきなり電流増加で、ご昇天召されれるケースが続出し、なんとこんな状態↓になってしまいました。さっすがにここまで飛ばしたことは近年無かったので、本当に供養しないとまずいかも知れません(笑)。



鎮魂の写真

 気を取り直して、いろいろ考えていたのですが、あまり妙手も浮かばず、バイアス回路をいじってみることにしました。回路図はトロ活からアレンジして使っています。




1Wアンプ


 オリジナルでは、「ありえねー」常数のVRを使っていたので、少々変更しています。実際には、8B-TRXに実装することを考えて、下記のようなちょいとした放熱器に実装してみました。また、高電圧を好む謎TRにあわせてVCCは15Vを加えていますが、これ以上の電圧を加えても歪等の特性は良好にならなかったので、15Vとしました。



実装図


これで、いろいろいじってみた結果、NFBをかけて、結構いい結果を得ています。PEPは1Wで3rd-IMDが-42dB(PEP比なら-48dB)とのことで、十分な特性です。利得は50MHzまでは楽勝で18dBが得られ、こいつは使い勝手がいいです。これなら、残りの94個も使い道が出来たというものですね。



IMD特性

<ミクサーの交換> 【2010.3.22】

 オリジナルのミクサーはSN76514という遥か昔のTIのDBMを使っていました。この石は手軽なミクサーやSSB変調器を作るのに20年ほと前は人気があったようです。ジャンクボックスにも、この亜種のSN16193とともにまだ20個以上眠っているのですが、そろそろ、使うあてもないのでオークションで放出しようか考え中です。おっとっと、話が横道にそれました。今回の改造では、別に原型のまま残しておいてもよかったのですが、汎用の、ある程度高いIIP3を持つミクサーに替えたいと思っていたので、さぁ何が良いかと検討していました。

 UPコンバージョン機ではダイオードDBMを使ったのですが、まぁ、ダイオードDBMでは-10dBmまでくらいが好適な動作レベルです。IIP3が20dBmを想定するとIM3は-60dB近辺なので、まぁ、ミクサーとしては恥ずかしい動作をしているわけではありません。SN76514のIIP3は測ったことがないのですが、これ600Ω系ですから、ちょっと厄介です。50Ω系に換算するとダイオードDBMに比べてIIP3は15dBくらい低いのではないかと思います。これはシングルエンドで扱える便利な石ではありますが、微小レベルのステージに使うのがいいのだと理解しています。

 さて、今回はもともとあまり特性追及などするつもりが無いので、そこそこのミクサーでいいのですが、この際ですから、汎用性のあるミクサーを探して見ました。H−modeだと大げさでトランスを巻くのが大変そうだし、50MHzでは動くかどうか分からないので、別のものを考えます。SD89001CY/HDはローカル電力が馬鹿にならないので、今回は没!です。 そうなると、小型の半導体ミクサーで、思い浮かぶのは、J-FETを用いたDBMです。一時期(10年以上前)は大流行で、メーカー/自作家問わず、多く使われました。これは、受信ミクサーに使われたのが最初かと思いますが、不勉強なのか、送信ミクサーに使った例は見たことがありません。



2SK125 のQuad Mixer

というわけで、上図がそのミクサーのバラック基板です。2SK125の配置に工夫が要る上に、ちょっとアクロバティックな空中配線をしています。まぁ、移動用でガンガンとショックを受けるわけでもないので、こんなかんじで十分な強度が取れます。配線図を下図に示します。



2SK125 のQuad Mixer回路図

 おなじみの回路に見えますがちょっと様子が異なります。受信ミクサーの場合、出力はIFで単一周波数ですから、出力トランスは同調型にして利得を稼ぐケースが多いようです。この場合、ミクサーの利得は3〜6dBくらいまで行くようです。NFもいいので、トップアンプが不要な構成にもできます。一方、マルチバンドの出力送信ミクサーに用いる場合は、出力周波数が変わりますので、出力トランスに同調型は使えません。ということで非同調にしてあります。この形で-2〜0dBくらいの利得になるようです。SD8901等に比べて、ローカル電力が15〜20dBmで十分ですから、ドライブが容易です。これで、IIP3がよければ、大変応用範囲が広がると思われます。

 実は、基本的な特性を取って、「うん、これなら使えそうだ」と思ってこいつをしまいこんで、三菱のFETと遊んでいたのですが、戻ってきて、ミクサーをTRXに組み込んだら、ゲインが-12〜-13dBくらいになっちまっていました。うーん、オカシイなぁと悩みこんだのですが、こういうときは焦らず、じっくり、一箇所一箇所見ていく以外方策はありません。いろいろ見ていくと、実は、50MHzよりはHFの低いほうの利得が激減しているようです。これがヒントですぐにピンとくればよかったのですが、なまじっか中途半端な利得があったので、すぐには分からず、次の日に「あっ!」と言うまで発見できませんでした。発見した内容は下の写真です。



ローカル信号ショートの図

 なんじゃ?これ? って単なる同軸ケーブルの1.5D2Vです。それがどーした?といわれたら、こいつはローカルバッファ出力でミクサーのローカル信号端子につながっていたものです と答えます。答えになってないようですが、これが答えです。よーく、芯線のあたりを見てください。アースの網線の一本がひょろひょろ伸びて先は芯線につながっていました!!!!!! 要するにローカル信号がアースされていたのです。網線の一本を介して!それでも50MHzで中途半端な利得があったのは、この細い網線の一本は「L」になっていたからです。周波数が下がれば、ローカル信号は減衰し、利得も減少するというわけです。うーん、理論通りですねぇ。。。。。。

 なんて関心している場合じゃありません。こんな馬鹿なミスに感心している暇があったら次の大作業の段取りをしないと・・・・ ということで、最後にこいつのIM3特性を見ておきます。ローカルが5MHz、IFは9MHz(0dBm)、出力は14MHzの時のIIP3は31dBmとなりました。利得は-2dBです。50MHzも含めて他のバンドも殆ど同じでした。これを見ると、かなり利得のある、IM特性のいい汎用的なミクサーになるのではないかと思っています。



2SK125 のQuad MixerのIM特性

<スピーチクリッパー> 【2010.4.17】

 うーん、古い表現です。「スピーチクリッパー」なんていまどきの言葉じゃないですよね。スピーチプロセッサーなんて言っていたかもしれません。ところで、音声信号って平均電力とピーク電力の差が大きく、(たしか14dBとかいう値を見たことがあります)ピーク電力で歪まないようにレベル配分を行うと、平均電力が1/20以下になっちまうよということになっちまいます。つまり、100Wのひずみの少ない出力を有するTXで音声ピークまで忠実に伝送しようとすると、音声平均電力は5W以下という按配になります。SSBの帯域が2.4KHzくらいまで絞った伝送系で、音声ピークのひずみだけ良くしても、あまりご利益がありません。それより、平均電力を上げるほうが、当然、遠距離通信(うーん、「DX」とかいうのか?(笑))には有利です。

 平均電力を上げる手段にAGC(ALC)、リミッターとありますが、真空管時代は終段のグリッド電流を検出する(AB1級バイアスでオーバードライブ)とそれを検出して、前置したリモートカットオフ管にフィードバックして利得制限する方法が一般的でした。ALC(Automatic Liniarity Control)と言っていましたが、一種のAGCですね。TR時代はそんな便利な検出手段がないので、RFピークを検出していたのでしょうか?(あまり良く知りませんが)。んで、残りのリミッターですが、平均電力を上げるために、リニアなレンジを超えて増幅し、ピークをつぶして平均電力を上げてしまう超乱暴なやり方がリミッターというわけです。

 FM機用には瞬時の周波数偏移を抑制するIDC(Instantaneous Deviation Control だったかな?)という振幅制限が法制度上義務付けられています。これはリミッタそのもので、プロ用にはそのあとに生じる高調波を抑えるフィルタの減衰域の傾斜も決められていたと思います。SSBの場合のリミッターがスピーチクリッパーというわけで、TXのIF段でやるもの、オーディオ信号域でやるもの、それぞれいろんな工夫がされてきたようです。

 うーん、前置きがいやに長いですが、要するにオリジナルのIFのスピーチクリッパーの動作がいやらしいので、替えたいというのが本日の出し物の趣旨です。↓の図は、従来使ってきた、μPC1653という小型のアンプを無理やりオーバードライブしたときの波形です。入力は2-トーンの正弦波です。エンベロープだけを見ていますが、おもしろいですねぇ、何かにそっくりです。そう「奥歯」に似ていませんか?この波形を見て思わず大笑いをしてしまいました。昔、作ったときは何を見ていたのだ?と恥ずかしくなります。もともと、小信号のアンプが手持ちであったので、安易に使いまわしたのがいけなかったようです。これではこのあとIFでフィルタリングしても、なんだか気持ち悪さが倍増ですね。定量的にどれだけ悪いといえないのが癪ですが。

 



奥歯の図

 つーことで、今回は正攻法でSi-Diodeを用いたリミッターを作ってみました。

 メカニカルフィルタ復活作業のとき、すでに 「ここ」 でDiodeリミッターの実験はしてあるようです。ここに書いてあるとおり、信号をクリップさせたらさせたで、側帯波が広がるので、こいつをなんとかしないといけません。平均電力は上がりますが、信号の高調波はばっちり出てくるので、こいつのカットが必要です。IF系のクリッパーだと、このあと、SSB帯域のフィルタをかますことで、AFの相互変調成分は残りますが、IFの高調波と側波帯の広がりはカットできます。したがって、ひずみの発生という観点からは、AF帯のクリッパーに対して有利になります。↓の写真はそのためのSSBフィルターですが、まだまだサトー電気のカタログ品だったので、これが最後のSSBフィルタの購入かなぁ?と思いながら、注文してしまいました。



SSBフィルタ

 

このフィルタ、昔の八雲や金石舎のものと違って、かなり小型です。素子数は8素子なので、中身のエレメントは小型のものを使っているのでしょうね。

 



特性図

 ここで、全体図を書いておきますが、前振りが長い割にはどうということはありません。レベルあわせ用のアンプとリミッタ用Diode、SSBフィルタ、以上終わりです。ここで、SSBフィルタを入れっぱなしにすると、急峻な群遅延特性の乱れによる音質劣化が考えられますが、ローカルに迷惑を掛けることを考えれば、その分は我慢すべきかもしれません。また、そんな感じですから、送信系(PA)のひずみ特性を極端に向上させても、報われないとも考えられます。何事もバランスが大切であると考えます。



回路図 




クリッパー部分の図

 さて、どんな感じにクリップされるかを、時間領域(下図)と周波数領域(ここを参照)で示しておきます。あとは、このブロックをミクサー以降のダイナミックレンジに合わせてレベルシフトさせればいいことになります。



クリップされた信号

 この波形をSSBフィルタに通すとこんなかんじになります。だいぶもとの2−トーンに近くなりますが、SSBフィルタの帯域内に落ちる相互変調成分によって歪んでいることが分かります。

 



クリップされた信号を帯域制限





クリップされた信号を帯域制限したスペクトラム

CF:9MHz SPAN:10kHz RBW:100Hz
HP8568A

 周波数領域で見ると上図のような感じになります。帯域外のスプラッターは全て落とされて、隣接局に影響を及ぼすことはありません。ただ、これはTX-IFステージですから、このあとのMIX-DRV-PAで歪んでしまうようでは、話になりません。ここは、レベル配分と、やっぱりALCをかけてあげないとダメなのではと思います。あと、クリッパーと組み合わせた時のレベル配分(どこからALCを効かせるか?)はけっこう難しい問題です。

<TX部全体構成と特性> 【2010.5.1】

 そろそろ、ここで、送信系のリペア計画の全容を示しておきます。断片的につぶやいてはいたのですが、まとめておく必要があるでしょう。もとの送信系は、スピーチクリッパーとミクサー以降プリドライバーまでを大幅に変更せざるを得ないという結論に達していました。13年前の製作当時を思い起こすと、なんとか信号が通ってはいましたが、ちゃんとした測定ツールも無く、やっつけで作り上げた感が非常に強い構成でした。いろいろ個別に改善理由を挙げればきりが無いので全てを書くことは止めておきますが、要するに「今、この構成を残しておくのは気分が悪い」ということで総括できます。

 【変更前】

→  Mixer → BPF・AMP → Pre Driver → LPF/ATT → Driver → Power AMP →LPF 

 (SN76514)    (2SK241)      (2SC1970)                   (2SK408)   (2SK408/409ppp)

 【変更後】

→ Mixer → BPF → Pre Pre Driver → LPF/ATT → Pre Driver → Driver → Power AMP →LPF 

  (2SK125*4)            (2SC1970)                      (unknown TR)   (2SK408)  (2SK408/409ppp)

0        -2        -8          (dBm)         6              4               20           34              48    47 

 従前の構成では、ミクサーの動作レベルが不適切なのか、若干歪っぽい、さらには、2SK241のバンドパスアンプが力不足で、プリドライバーとのマッチングが悪い。。。挙句の果てには、プリドライバーもドライバーに対してちょっと力不足だなぁ・・・という、要は全段がなんとなくミスマッチという、今考えるとあまり「好きくない」構成だったのです。こんな情緒的な表現は、無線機の構成を語るには失格なのでしょうが、個人的趣味なので、あまり気にしないでいくことにします。専門家が書いているわけではないので、「読み流して」ください。ということで、改善を図る必要があるわけですが、すでに構成エレメントとしては、ミクサーがここ、プリドライバーがここに書き込んであります。

  それ以外で問題となるのが、バンドパスアンプ、ぷりぷりドライバーというわけです。バンドパスアンプは従前のプリドライバーが重荷になっちまうので、K241のアンプを除いて単なるBPFに改装し、いままでのプリドライバーだった、C1970のアンプをぷりぷりドライバーに変えて利得をカバーしようとの計画です。

  まずはぷりぷりドライバーですが、こいつはなんと一階の基板の裏側にマウントされています。



1Fの裏側に配置したC1970のアンプ

 作った当初は、一回配線したら弄ることはあるまいと思って、ほとんどアクセス不能な場所へマウントしてあるので、「なんとか弄らないで済ませられないかなぁ」と思っていたのですが、さすがにここに至って、一階をひっくり返さないとNGなはめに陥りました。というのは、この段にはNFBが掛けてなかったので、ローバンドと50MHzのゲイン差があまりに大きくて、低域では、利得過多で発振しそうだったからです。ということで、NFBを掛ける前とあとの図を載せておきます。

 

 <NFB無し>   <NFBあり>

 

 このように利得は50MHzまでは12dBくらいに落ち着かせています。ちなみにオープンループだと3.5MHzと50MHzの差は10dBにもなります。NFBで平坦化しておいて、それでも補正できない、トータルの利得特性については、BPFを通過させた段階で、ATTを入れて、最低ゲインのバンドに揃えることにします。ちなみに50MHzが最低利得なので、送信ミクサー入力からみて、最終段までの利得が等しくなるようにします。

 さて、BPFですが、これはちょっと苦労しました。9MHzのIFで、ミクサーに大きな電力まで扱えるスイッチング型のDBMを使うと、ローカル信号の高調波が無視できません。ミクサー入力前にいっくら帯域制限しても、ミクサー自体がローカルの高調波生成器の様相を呈するので、ローカル出力のBPFは全くといっていいほど、高調波の低減には威力がありません。したがって、昔使っていたSN76514とか真空管ミクサーのような「柔らかい?」ミクサーとは違う扱いが要ります。彼らはあまり、ローカルの高調波をミクサー出力に「排出」しません。こういう、ハードなミクサーを使うときは、そのアトの帯域制限がモノをいいます。そうなると、危ないバンドが出てきます。たとえば14MHz、21MHzなどはIFが9MHzだと

[14MHz]  5MHz(Local)×3=15MHz (←おいおい!)

[21MHz]  5MHz(Local)×3+9MHz(IF)=24MHz (←なんとかなるかな?)

なんてのがちょっと厄介です。今までは、並列共振回路を4つ並べてC結合したBPFを多用していましたが、こんなブロードなBPFではろくな帯域制限ができないほど、きつい条件になっちまいます。

 さて、何はともあれ、ミクサー出力の厳しいスペクトラム写真をお見せしましょう。下の図がそうですが、思わず、ぎょえーってな感じですね。こんなスプリアスの嵐を押さえ込むことができるのでしょうか?っちゅう勢いです。



ミクサー出力の例(14MHz時)

しかし、やらなければ、先に進めません。こうなったら突撃あるのみです。というところで、困ったときのDWMフィルタですが、以下のように構成しています。

[14MHz] 3連DWMフィルタ+IFトラップ

[21MHz] 3連DWMフィルタ+IFトラップ

で帯域は800kHzで設計して、超急峻な特性を実現しました。こうなると、直列共振回路の小CはTCで調整しないと絶対に追い込めません。従って、トラッキングGは必須になってきます。しかし、トロイダルコアを使うと比較的再現性は高いようです。ただ、損失は5-8dBになっちまいますが、これは仕方がりません。

 

14MHz & 21MHzのBPF

 こいつらを使ったおかげで、HFの各バンドは-50dB以下、50MHzも-60dB以下を得ることができました。しかし、24、28は-52〜-55dBでちょっと悪い感じでした(今回は写真省略)。しかし当面このバンドは出る気もないので、これ以上の改善をあきらめました。時間があればあとからでもやれますが、多分、このままになってしまう可能性が高いです。

 IMDは「普通」です。PEPが40Wのときの2−トーン波形を載せておきます。ミクサー〜ドライバーまで、ダイナミックレンジに気を使っても、やっぱり最後は終段で決まります。この機械はベアフットで考えていますので、こんなもので良いでしょう。バンドごとにIMDを最良にするようにSWをつけてアイドル電流を変えようかと思いましたが、まぁ、あまりここに力を入れても数dBでは目に見えて音が変わるわけでも無く大げさになるだけなので、今回は止めました。アイドル電流トータル300mA、効率は55%くらいです。このあと、ALCで50W以上は出ないように制御したいと思います。


IMD特性   スプリアス特性  
3.5MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
3.5MHz


BW:10MHz

RBW:30kHz
7MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
7MHz


BW:15MHz

RBW:30kHz
14MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
14MHz


BW:40MHz

RBW:100kHz
18MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
18MHz


BW:50MHz

RBW:300kHz
21MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
21MHz


BW:50MHz

RBW:100kHz
50MHz


BW:10kHz

RBW:100Hz
50MHz


BW:104MHz

RBW:300kHz


<ALCを組んで仕上がり> 【2010.6.5】

 さて、ここらで、ALCをかけてとりあえず一段落したいものです。このリペアプロジェクトも、もう半年近く過ぎているので、さすがに飽きがきています。この辺で仕上げをして、次の「遊び」に移りたいと思っています。ということで、一気にALCの回路図を下に示します。またまた、牛刀を繰り出したキライがありますが、もう驚かないでください。トーシロが遊んでいると、どうしても最適なエレガントな設計なんて出来ずに、「切った張った」ででっち上げますから、こういうことになってしまいます(大笑)。

 動作を簡単にメモしておきます。備忘録のつもりなので、あまり役には立たないかもしれませんが。

 まずRFレベル検出ですが、これはPAのLPF後としてみました。ここは議論のあるところですが、@LPFを通さないと、PAが歪む領域での振幅検出が不正確になるのでは?A仮に、ANTが不整合でSWRが劣化し、検出ステージの信号が歪んでも、もともと10WくらいのパワーでアンテナチューナーのAH-4を駆動して整合状態に持っていく気なので、40〜50Wの領域ではすでに整合は取れていると仮定します。従って負荷はALCの動作に影響を与えない?と勝手に推測して決めました。もし不具合があれば、PA直後に変えることもやぶさかではありません。このピックアップは、伝送線路トランスで行っています。検出はショットキーDiですが、こいつは逆耐圧が10Vしかないので、レベルは十分注意が要ります。

 実は、このALCは、検出回路の検波電圧の立ち上がりに応じて、「だらだら」立ち上げるのは避けたいです。即ち、あるスレッショルドを超えたら、そこから初めて検出出力が出るようにしています。そのスレッショルド設定がTL084-13pin(-入力)のDCオフセット設定用VRです。これはHF帯はショットキーDiの出力が一定なのですが、50MHzではちょっと下がるので、バンド切り替えSWと連動して、設定電圧を変えています。TL084-14pin(出力)のあとについているDiは、先のオフセットで生じるマイナス電圧のカットオフとそのDiの電圧立ち上がりの不感領域補正です。

 次段のOPAは反転増幅回路+レベルシフトで、下のPinダイオードの電圧制御を行うためのおまじないです。Pin-ATT回路は6-7Vかけると最小伝送ロスとなり、それから電圧を下げていくと、挿入損失が増える回路になっているので、それに対応しています。この回路の利得は如何に早く系が応答するかに効いて来るので、カットアンドトライしています。 

 Pin-ATTで制御することにしたのですが、ちょっと大掛かりです。最初、ごく簡単に、Pin-Diが一本の回路で「ちゃっちゃ」とやろうと思っていたのですが、どうも、減衰させたときの歪みの発生が気に食わなかったので(後で述べます)、HPのアプリケーションノートにある回路をぱくって来ました。これだと、減衰させる全領域で-60dB以下の3次歪みなので、まったく気にしないで使うことができます。しかし、欠点もあって挿入損失が-5〜-6dB程度になります。これだと、送信系のレベルダイヤ的に余裕の少ない50MHz帯では利得不足になるので、レベル補正アンプを挿入する羽目に陥りました。なお、このHPのPin-Diは秋葉の鈴商で入手できます。通販もやってるようです。

 ということで、レベル補正のアンプですが、こいつは、昔、遊んでいたこれです。受信系にはノイズが多くて使えなかったのですが、送信系でレベルの高い用途で、ちょっと増幅してリニアリティが欲しい用途にはうってつけです。使用TRは大昔モノですが、最近なら2SC5537とかのリニアリティのもっといい石が使えると思います。

 以下、これらの写真です。おっと、書き忘れました。このPin-ATTは先のSSBフィルタに後置し(ただしリクリッパーのダイオードは外している)、補正アンプの出力は2SK125×4のミクサーに入力されます。



Pin-ATT制御部

検出部は別 バンド切り替えは超小型リレーを使う





Pin-ATT&補正アンプ部

うなぎの寝床の様相

↓は補正アンプ部の特性です。IIP3は35dBmになります。



補正アンプのIM特性

細かい雑音様の信号は一回スイープ時の表示で、明るい信号は平均化処理
Input:0dBm×2  AMP Gain:6dB  Span:200kHz 

 ここでPin-Diの特性を少し見ておきます。実は、最初、Pin-ATTはDiを一本用いたタイプで楽にやろうと思っていました。即ち、以下のような構成です。

  IN--C-----Pin-Di-----C--OUT
       |       |
       R       R
       |       |
      Vcont      GND       

 ところが、制御電圧を減らして、損失を増やしていくとIMDが増加することに気が付きました。下の図に示すように10dBも絞るとIM3が-40dB近くまで劣化します。せっかく全体の系を気遣ってきたのに、ここで劣化してはつまらない話になります。(実は、本当は-40dBくらいならほとんど影響がないのですが、単に気持ちの問題です)




Pin-Diが一本の時のIM特性

薄い線は損失最小時(-3.5dB)の状態で、明るい線はそれから9dBほど絞った場合
Input:0dBm×2  CF:9MHz  Span:200kHz 

 ということで、冒頭の回路図にあるような大掛かりな回路になってしまいました。これだと、IMDは全く気にするレベルではありません。

 さて、最終的に結線して、TXとして実際に動作させた様子を示します。スピーチクリッパーは動作させません。



ALCのON/OFF時のIM特性

薄い線はALC無しの状態で、明るい線はALCをかけた場合
CF:14.186MHz  Span:10kHz 

 まずは、ALCの動作開始の設定レベルですが、これはPEP出力が40W相当の振幅レベルに設定します。つまり、「ここまではリニアで抑圧動作はしませんよ」という状態です。当然、IMDの劣化もありません。そのとき、どんどん入力を入れていくと、レベル抑圧動作が始まります。設定レベルから、入力を15dBアップさせた状況が上図のIMDです。明るい方の波形がALCアリで、薄く暗い波形はこの状態でALCを解除した状況です(下の@にエンベロープを示します)。入力を15dBもあげて、出力が15dBも上がってしまったら、このアンプはKWリニアになっちまいますから、当然飽和してしまい、PEPが5dBくらい上がったところ(PEP40Wに対してだとすると、126W!)になっています。この状態から抑圧して明るい波形のレベルであるPEPが50Wくらいまで落とし込んでいます。このときのIMDは-25dBくらいになってしまいます(同じく下のAにエンベロープを示します。)。なんだか、もう少しIMDがよくなってもいいかなと最初は思ったのですが、もともと、PAの飽和領域では、入力が増加しても出力が増加しないので、RF検出電圧が増加せず、そもそもPin-ATT入力を押さえ込むための制御電圧が得づらくなり、IMDが増加していきます。これは仕方の無いことで、PAの出力からALC制御電圧を取り出すRF処理の本質的問題だと思います。



@ALC無しの飽和状態

PEP=126Wなので実効電力は63W相当か?
かなりピークがつぶれた形で、こんな状態で運用したら隣のチャネルは妨害の嵐?
(上のスペクトラム参照)



AALCをかけて@の状態を抑圧

-25dBのIMDにしては少々ひしゃげ気味
これは、IM3成分が不等レベルだとこのような波形になる。
ALC無しで-25dBの場合(IMD3レベルが等しいとき)はもっと波形が対称に近づく


以上、RF検出型のALCを見てきたのですが、一応このあたりでまとめようと思います。

・送信系はなるべくリニアな範囲を多く取り、ALCの開始電圧をPEPで40W近辺とする。
・出力は50W以上は出さない。
・スピーチプロセッサは今回は止める。(ただし、リミッタのみ除去し、SSBフィルタは残す)

という形にします。

 ここまでやったところで、AF帯のAGC付きマイクアンプ用ICであるTA2011Sを入手したのですが、これは外付けのがっちりとしたシールドのある筐体で、マイクコンプレッサという形で独立させようと思っています。LAOさんのブログによると、大入力時もIMDの劣化が無いので、TXのマイク入力が先のALCの動作レベル以上にならないAGCがかけられれば、TXのIMDのいい領域で使うことができそうで、これには多いに期待が持てます。要するに、変調回路をオーバードライブしないように、AF帯AGCアンプ、PAをオーバードライブしないようにALCを使うというところでしょうか。実は、TX系は音声に特化していろんなコンプレッション回路を本体内に組み込むと、あとから、他の変調の実験に差し障りがあるかもしれないと思って、結局、TX本体にはALCのみを実装するという結論になりました。

これと、いろいろ各部を調整・小修理して、一応使える状態にまで仕上げてみました。さて、お空に出る日はいつになるのかな(笑)?