Tracking Generatorの試作 @


 スペアナを購入して以来、トラッキングジェネレータを作らないとどうも落ち着かない日々が続いています。しかし、取り扱い説明書は同時に入手しなかったため、周波数構成などちっともわかりません。さて、どうしたものでしょう?ま、解らなければ調べるまでよ と気楽にこの製作プロジェクトを開始しました。

 まず、一般的なスペアナとトラッキングジェネレータの構成をおさらいしておきます。



スペアナの構成例

上図はその構成例ですが、マルチコンバージョン方式が一般的です。よく見ると、スペアナは受信機で、TGは送信機といった感じで、Lo共通だから、SSBトランシーバと瓜二つですよね。ここで、TGの構成を考えるとき、どうしても調べなければならないのが、Fif1とFif2の値です。取り説があればすぐですが、ここは頭の体操をしてみます。まずはFif1です。

 これは簡単で、ゼロスパンモードがあれば、Flo1が固定になりますから、SGできりのいい周波数をぶち込んで、表示させた状態で(周波数設定して)Flo1をカウントすれば終わりです。すなわち、Inが1000MHzでスペアナの設定周波数も1000MHzで、Flo1を実際に測定すると3521.4MHzでした。これで、Fif1は2521.4MHzと判明します。

 次にこのときのFlo2も測ると2500MHzなので、Fif2は21.4MHzとなります。本当は測定するタイムベースをスペアナ、カウンタ、SSGで共通にしないといけないのですが、ま、それっぽい周波数になったので、精密にはあとで測ることでいいでしょう。

 と推定したら、なんとIFout端子のあることが判明しました。周波数も表示してあって21.4MHzですと。ピンポ〜ン!です。これで、一応周波数構成が明らかになりました。外部に出されるLoは2個なので、このあと周波数変換していても、そのLoによる周波数微変化は無いはずです。もしかしたら、Flo2は測定条件によっては微調整してるのかもしれません。

 では、まず、マイクロ波部品を駆使してTGを上記の構成でむりやり作ってみます。OSCはSSG、ミクサー、BPFはオークションやUS電子商事で仕入れた物で、Fif1用のBPFは空洞共振器のねじを調整してなんとか2400MHz帯のものをチューンしました。一般的にはマキ電機の3-5連BPF(2400MHz用)で十分でしょう。



バラックセット組み立てに使った部品(一部)いずれもジャンク品
中央上は2500MHz帯DUPLEXER
下左から、2-4.5GのAMP(13dB)、MIXER、ISOLATOR

 問題はIFへのアイソレーションです。IF周波数と同一の発振源があるので、これがスペアナのIFに落ちるとダイナミックレンジが損なわれます。スペアナのLO出力側でかなりアイソレーションをとっているのですが、それでもあと30dBくらいは改善が要ります。これは2-4GHzのアイソレータで実現することもできそうです。しかし、実験してみると、アイソレータ(2-4GHz)ではけっこうフルスパン時に振幅のうねりが大きくなります。そこで、ここはアイソレータの代わりに2-4.5GHzのアンプで代用してみました。いずれにしてもLoレベルは低いので、アンプが要ります。このアンプのバックアイソレーションで、IFへのフィードスルーを稼ごうというものです。実際には80dB以上のダイナミックレンジ(IFフィードスルーによるノイズフロアと信号の比)を得ることができて、一応満足しています。
 
 また、実験していて、Fif1のBPFは不要であることが解りました。また、出力のLPFも同様です。このようにするとまったくスプリアスだらけのTG出力になりますが、受信側スペアナの選択度があるので、TG側スプリアスは問題にならないようなのです。このようにして出来上がったのTGの構成図が下図です。


 この中でPLLOSCは純度を要求されるために、VXOにPLLを掛ける形にしました。10.7MHzのXtalを10.703kHzくらいで発振させ、伸張コイルを用いて、MAX30PFのバリキャップにかかる電圧が2.5V付近で、10.7000MHzになるように調整しました。VXO出力は2逓倍してDBMに供給しています。基準発振原はスペアナからもらっています。10MHzを1000分周して位相比較は10kHzで行いました。




第2IF周波数を生成するPLL−VXO発振器


 作ったTGの内部は以下の図のようです。部品類は、いつかまともなスペアナを作ろうと思って、オークション/US電子商事/ハムフェア等でこつこつ集めていたものです。このような構成をとることで、何とか、狭帯域の測定(RBW=30Hz)までできるようになりました。このおかげで、BWが200Hzのフィルタも十分測定できます。

 内部は「すかすか」ですが、実は訳があります。ここに位相比較回路を組み込んで、DUTの位相を測定し、その微分値から遅延特性を計算させようという遠大な計画のためです。そのためにトランスは大型のものを採用して3Aは取れるようになっています。2階建て構造にもできるように、スペーサーも立てています。この構成でマイクロ波帯アンプは3台も使っていますが、互いに干渉しないように電源系のレギュレータはすべて別立てにしています。また、回路ブロック間はセミリジッドケーブルかP-P連結器を使って、特に周波数が変化する部位の連結は最短になるように配置したつもりです。(出力側が長いのがちょっと気になる。)本来は出力にATTをつけたりバッファアンプをつけるのでしょうが、スペアナ本体のダイナミックレンジが比較的大きいので、これで吸収してもらうことにします。(つまり、出力には何もつけていない!インピーダンス整合のために本来なら必要とは思いますが、とりあえず3dBパッドでごまかしています)


 下の図はスペアナとペアで使っているところです。やっと禁断症状から抜け出すことができました。(写真の波形が乱れているのは写真をjpgで縮小したためです。以下、波形が縮れて見える写真は「縮小」の弊害です。念のため)


 以下はとりあえずの測定状況です。一応満足の結果を得ることができました。こんな簡単な装置でも、有ると無いとでは大違いです。このようにスペアナの外付けTGは意外と簡単に作成できます。スペアナをお持ちの皆さん、トライしてみてはいかがでしょう?




フルスパン(DC-2GHz)の特性
+1/-1.5dB程度なので、かなり平坦だと言えます
TG出力側にAGCアンプを入れる必要は無さそうです






RBW:30Hz、Span:5kHzのフィルタ波形
この条件で測定できるとかなり満足できる
IFフィードスルーは80dB以上は取れているようだ






455kHzのCWフィルタ
スパン:2kHz RBW:30Hz
200Hzのフィルタ特性も楽々!!






AF帯の測定例:OPアンプで組んだノッチフィルタ
中心周波数:1kHz スパン:1kHz RBW:30Hz
ノッチの深さは30dB程度




ジャンクのHPF(fc:1GHz)の例
DC〜2GHzを表示




Fc=450MHzのLPFの測定状況




例の共振周波数探索(番外編参照)
周波数も読めて簡単にコイルやトランスが作れます

中心周波数が9.9MHz スパン16MHz

 ・・・・と、以上のようにAF帯からGHz帯まで、周波数特性を有するデバイスで入出力インピーダンスが低いものは、ほとんど測定できることがわかりました。今後は、インピーダンスの高い領域を測定できるようにアクティブプローブを検討してみようと思っています。

<Appendix 1>  簡易TG

 以前のスペアナのTGは簡易型だったために以下のような構成でした。すなわち、スペアナの最終帯域制限が広いという条件下では、第2Loの周波数差分を無視してもあまり測定に影響が出ないという考え方です。たとえば、第2IF以降の帯域がBなら、+-B/4くらいの周波数誤差があってもなんとなく波形が現れます。厳密には、スペアナのIFフィルタは遅延フラット型なので、中心周波数でないと波形歪が大きいですが。したがってRBW300kHzとかにすると、周波数設定精度が100kHzくらいでも、なんとか実用になります。HF帯のコイルの共振点探索にはこれで十分です。



 ここでむしろ問題になるのはOSCのスペクトラム純度です。通常のVCOではPLLを掛けたとしても、残留FMをよっぽど低減しないと、RBWが1kHzまで持っていくのはかなり苦労すると思います。すなわち、残留FMによって、測るべき帯域に落ち込む電力が変動してしまうという結果になるからです。これでは、CWフィルタの測定などといった微妙な測定はできません。

 実は私も得意のストリップライン共振型OSCで2500MHz帯を一気に発振させてPLLをかけ、上図の構成にチャレンジしましたが、利用できるRBWは10kHzどまりでした。これを考えるとスペアナのYIG-OSCというのはきわめて高Qで高C/Nの発振器であることがわかります。OSCにYIG-OSCをPLL制御して用いたら、問題はないのでしょうが・・・・・・・・

<Appendix 2> コネクタ (2002.9.21)

 ちょっと小物のお話をしておきます。まずはコネクターの話ですが、○月電子で格安の変換コネクターを売っていることに気づき、結構たくさん仕入れています。老舗に「○○セ」等のブランドに比べて1/5以下の値段なので超魅力的です。「プロ」級の方々は敬遠するのでしょうが、「アマチュア」すなわち、せいぜい1GHz以下の周波数しか扱わない連中(もちろん私もその「連中」です)には、コストパフォーマンスは最良です。ということで下のようなコネクタの特性を取ってみました。



  左:○○セの製品      右:○月電子の格安品

 なんせ、N(P)-SMA(J)が300円です! その他もほとんど300円で、金メッキが500円ときていますから、使えるものであれば使いたいものです。でもなんか、ベークっぽい「赤み」が不気味です。Nコネクタにベークは無いと思いますが。なにはともあれ、トラッキングジェネレータっと。



格安コネクタによるフルスパン特性

上図は○月の格安コネクタの特性です。TGからスペアナ入力に直接入れています。スペアナの入力の変換コネクタを交換して特性をとりましたが、○○セも○月も差はありませんでした。ただし、これは2GHzまでの話で、10GHzとかいう領域では当然差が出るのでしょうね。そうでなければ、○○セは「ぼったくり」ということになります。(それとも、「信頼性が高い!」とでも言うのかな?)

<Appendix 3> プローブの話

 スペアナを使う、トラッキングジェネレータを使うといったときに、回路の中に入り込んで実装状態で測定できればなんて便利だろうと思いませんか?それを実現するのが「アクティブプローブ」です。インピーダンスが極めて高く、実装状態の回路に影響を与えないで、回路特性が50Ω系の測定器で測れる「らしい」です。主に、FETを用いたプローブが有名です。昔、テクトロのプローブを見たことがありますが、値段をみて「ぶっ飛んだ」覚えががあります。900MHzまで使えるとか、きわめて魅力的なのですが、やっぱり「お金持ちのツール」でしかありません。加えて測っている波形が、プローブの歪か、回路の歪どうか解らないから(それはお前だけだよとの声あり)厄介です。こんなことは、測っている信号レベルを見ればすぐわかるのですが、急いでいるときは、その辺の注意が散漫になり、誤った測定をしがちです。

 アクティブなんて「レベルを見ながら考えて測定するのは面倒」という向き(まさに面倒くさがりの私向き)には、「パッシブプローブ」はいかがですか?結局、私も、アクティブプローブを作ろうと思いながら、ずっと下図のような100円もあればできる(コネクターにSMAを使わなければ・・・との前提です。使っても○月電子のSMA台座なら300円ですが・・)貧乏パッシブプローブを愛用しています。


passive probe

 このように、500Ωの抵抗が入力にシリーズに入るだけです。スペアナの入力インピーダンスが50Ωなら20LOG(50/(50+500))dBの減衰になります。450Ωなら丁度-20dBですが、そんな抵抗が無いので500Ωにしています。よく考えてみると、RF回路で500Ω以上のインピーダンスのところを、スペアナで測るというのは、あまり現実的ではないような気がします。アンプでも発振器でもリンクコイルのあとで測れば、500Ω程度で十分です。この場、次段とはアイソレートして測りますが。50Ω系なら、このまま並列につないで測っても回路にほとんど影響ありません。100kΩ以上のインピーダンスを持ってるプローブで、タンク回路のホット側に直接つなぐなんて測定は、通常やらないと思いますので、こんな低インピーダンスの-20dBプローブでも十分です。元来スペアナで測ろうなんて回路の信号レベルは十分大きいので、20dBやそこら減衰してもまったく問題ありません。それより、「絶対歪まない!」という安心感のほうが、測定時には重要です。信号が小さければ、アンプで増幅してください。でも、ほとんどの測定でアンプは要らないと思います。さて、このチープなプローブの特性測定です。下図はTGからの信号を500Ωで終端して、50Ωに分圧された上図のプローブのF特性です。200MHzまでは余裕でOKで,300MHzまでは使えます。(400MHzに近づくとリップル多し)



-20dBプローブの特性
CENTER:100MHz  SPAN:200MHz

ということで、アクティブプローブを作るのはいつのことやら・・・・・という感じです。(おしまい!)


<Appendix 4> Bufferの話 2003.1.18

 スペアナ用のフィルタを作りながら測定していたら、貧乏パッシブプローブよりはインピーダンスの高いプローブが欲しくなってきました。ラダータイプだと300Ωくらい、ジャンクのセラミックフィルタだと1.5-2kΩ位で終端します。ラダーなら抵抗挿入でなんとかなりますが、2kΩとかになると、さすがに減衰が激しくてNGです。そこで、プローブと呼ぶにはおこがましいので、「バッファ」を作ることになりました。

 いきなり↑の写真ですが、秋月を覗いていたら、久々に200円でSMA-J台座が出ていました。思わずけっこうな数量を仕入れたのですが、これを見ているうちに、このコネクタにまとめてしまってはどうか?と思い始めました。配線も最短になるし。ということで15分で作り上げたのが↓の写真です。回路は極めて簡単。単なるTrのバッファーです。SMA-J側にはケーブルをつないでスペアナに直行です。

     

 入力にVRを付けて、測定するときは、入力側をはんだ付けしてしまいます。下図に、測定の実際を示します。このように、DUTに余裕がある場合は、理想的に短く結合できます。


 気になるのは周波数特性です。こんなバッファー、IMDを測るようなときは使う気にならないので、単一周波数のスイープ特性のみとって見ました。終端VRに5kΩという「中抵抗」を使っているので、どのくらい周波数が伸びてるか心配です。下図に入力VRを変化させたときの周波数応答特性を見てみました。入力は50Ω系につなぎ込んでいます。2本のラインのうち、下側のまっすぐな方は、トラッキングGからスペアナへ直結したときの特性です。500MHz程度ではほとんどフラットです。




入力VR=56Ωの時の特性
CF:250MHz Span:500MHz





入力VR=300Ωの時の特性
CF:250MHz Span:500MHz





入力VR=2kΩの時の特性
CF:250MHz Span:500MHz

上記の図からわかるように、VRが300Ωで終端した場合、250MHzを基準にして1-500MHzまでスイープしても最大でも-/+1.5dBでした。これが2kΩになると+/-2dBくらいになります。しかし、送り出しのインピーダンスが良く解らない場合はこのようなバッファーはあまり意味を持たないかもしれません。あくまで、ここは送り出し側に、このバッファのインピーダンスが整合できるという条件で使うのが原則でしょう。これには注意が要ると思います。ただ、このように広い範囲ではなく、BPFの通過特性を図るような場合は、そんなに破綻はないような気がします。

 実はこれは10.7MHzのフィルタ特性を測ろうと作ったものの、周波数がどこまでのびているか測ったら、けっこういけたという、結果オーライのものです。あまり参考にならないかもしれませんが、こんなバッファーは頻繁に使う機会もないので、アマチュアにはこの程度の「がらくた」でも十分な気がします。


<Appendix 5> 周波数可変PLLローカル 2003.11.23 

 突然ですが、なんとか、RBW=10Hzでもトラッキングジェネレータを動かしたくなってきました。せっかくスペアナのRBWが10Hzまであるのですから、ここまで使いたいと思うのは自然のなりゆきです。ところが、PLLでローカルを構成すると、スペアナ本体の21.4MHzから3.6MHz(3rdIF:帯域制限用IF)に落とす際に、周波数ずれがあるのか、あるいはフィルタの中心周波数がRBW:30Hzと10Hzでは若干異なるのか、RBW:10Hzにすると、周波数ずれによる振幅減衰が激しいのです。

 このまま、外部からPLLの基準周波数としてスペアナ本体から供給していては、永久にRBW:10Hzでのトラッキングはできないので、VXOを基準用に作ってみることにしました。ただし、このVXOは50-100Hzも変化できれば十分なので、伸長コイルは使いません。周波数は10MHzで、外部から基準発振用として取り込んでいたPLLの基準信号をVXOで肩代わりさせるというものです。発振回路は、無調整発振回路にVCを突っ込んだ形にしてみます。無調整ですが、10pFのVCに4PFをシリーズにして12PFのトリマーを並列に抱かせると、120Hz程度動くようになりました。下記に様子を示します。


    
増設VXO(10.7MHz)                      実装した様子           


 さて、実際にいじっているところをご覧に入れましょう。下の写真の、一直線に変化の無いラインはRBW=30Hz(100Hz)です。これに比べ、RBW=10Hzでは10dB位信号レベルが下がります。これは、各BWのフィルタの頭(振幅最大)の周波数がずれていることを意味します。RBW=10Hzといえば、遅延平坦型フィルタの頭は数Hzでしょうからずれていて当然といえば当然です。



遊んでいる様子


 RBW=10Hzの場合は、振幅レベルが下からスイープが始まる波形です。途中でぐにゃぐにゃ振動してるのはVCのつまみを回して遊んでいるからです。やがて、振幅が最大値のあたりで、チューニング終了して半固定します。この状態で、トラッキングOKです。RBW=10Hzだとスパンが500Hzでも楽勝なのですが、良く考えるとスパンが500Hzで特性を取る「周波数選択性回路」なんて、AF帯以外には無さそうですね。(ええ、RFではオーバースペックということです、はい。でも2GHzでもスパン500HzでRBW=10Hzに設定できますよ、まったく意味がありませんが


HP8568A用簡易TG



     【2010.5.16】


 衝動的に落札したHP8568Aがけっこう使えるので、簡易型のTGをでっち上げてみました。実はこのスペアナは個別回路製作のためではなく、モニター用途と思っていたのですが、実験机の近くに置いてあると、つい、こいつにTGがあると便利だろうなぁと思ったので、凝らずに簡単につくることに決めました。アンリツ611/612用TGのように低いIFから持ち上げてもいいのですが、けっこう部品が要るので、時間がかかりそうです。ということで、今、ジャンクボックスにあるものだけで仕上げることにしました。

 簡単なのは第一IF周波数をPLLで生成して、第一LOとミックスさせて、TG出力としてしまう方法です。これだと、スペアナと完全同期ができないので、RBWの小さい方はかなり操作性が悪くなりますが、LCのバンドバス回路くらいが測れればいいや・・という乗りで始めました。精密な測定はTR4171や612AのTGでやれますから。なんせ、まだ8B-TRXのリペアの途中なので、こんなものに時間を多くかけるわけにはいきません。

 いろいろ構成を練っていたのですが、考える時間が無駄なので、一気に以下の構成で行くことに決めました。




簡易型TTGの構成

 以下、順に簡単に説明いたします。

 まず、第一IF周波数ですが、上の612A用TGの項にあるように、まずはIF周波数を推定しなければなりません。これは、以前、ここに書いたように、あるセンター周波数でゼロスパンにして、1st LO周波数をカウンター等で測れば、その差分で求められます。ここでは2050MHzと推定できました。この周波数をダイレクトに生成してもいいのですが、手持ちのVCOの関係から1/2の周波数の1025MHzでPLLをかけることにします。そのVCOですが、昔昔、大昔のパーソナル無線機(懐かしいなぁ、使わなかったけど)用のVCOで990−1100MHzくらい変化するモジュール(秋月で売っていたもの)を使いました。PLLは今ならアナデバの411Xシリーズを使えばオールインワンなので非常に楽なのですが、シリアルインプットなので、当初AVR等で制御回路を作るのが面倒くさかったので、昔、遊んでいたこの基板に作りこむことにしました。DIPスイッチで自由に分周比を変えられるようになっているので、実験には至極便利です。ただ、位相周波数比較器は74HC4046に変えてあります。

 リファレンス周波数はきりのいい100kHzに選びました。当初はIF周波数が2050MHzジャストだと思っていたので、リファレンス周波数は100kHzでも200kHzでもなんでもいいや。。。くらいに思っていました。しかしこれは後で大きく時間をロスすることになってしまいます。はじめは大昔に何処で入手したか分からないのですが、ガタイの大きな10MHzのTCXO(下写真参照)を使おうと思っていましたが、これは後で述べるように、大きく外してしまうことになります(苦笑)。

 さて、PLLで作った1025MHzの信号はDBMで2逓倍して、さらに増力されてスペアナの1stLO信号とミックスダウンし、TG出力になります。2050MHzにもなると、ちゃんとしたアルミくりぬきのケースに入れたアンプで、ストリップラインではないとまともな動作はしないと思われそうですが、ここは、紙フェノール基板上にμPC1677Cなんかの空中配線で処理しています。やっぱり2GHzを超えると集中常数的な配線では特性がでないようですが、チップ部品を使って最短で配線すれば、ここは単一周波数なのでなんとかなりました。ただ、飽和出力は13dBm程度に落ちてしまいました。利得も15dBを切るようです。1stLO信号は30dBの同軸型ATT(10+20dB)とジャンクのAMP(U●電子で2000円)でバックアイソレーションを稼ぎます。そのあとは、これも同じ入手先のDBM(3.5GHzくらいまで)にほおりこんで終わりです。

 個別の回路は示しても再現性が低いので、いつものごとく省略します。




内務の様子

 上の写真は仮組みしたTGの内部写真です。ロジックもRFも基板カッティング法で組んでいます。まぁ、邪道の極みですがこんなやりかたもあるよ、くらいに思ってください。笑うのはDBMダブラーなんて、SMAコネクターを使うのはもったいないので、DBMのアルミケースに穴をあけて、中の素子から直接ケーブルで引き出しています(笑)。さらには、DDS Input と書いてある入力がありますが、こいつは斜めに出っ張った基板のIC(74AC162とAC00)で構成される1/5カウンターに導かれます。実際はこの入力は下の写真に示すようにこれの50MHz出力につながっています。当然、このDDS信号は最終的にはTC9198P経由、PD行きでリファレンス信号になります。

 なんでこんなことにしたのかというと、どうやら、第一IF周波数を厳密にみると2050MHzではなく、測定する周波数スパンによって変わるのに対応するためです。スパンが2MHz以上は2049.366MHz近辺、スパンが1MHzだともう少し下がります。ということで、IF周波数が中途半端な周波数で、それもスパンで変化されては周波数固定のTCXOがリファレンスじゃ、お手上げになっちまいます。また、TCXOの周波数安定度レベルでは、2GHz帯でスペアナと同期していないと、RBWが狭いときは周波数変動が醜く見えてきます。これに対処するために「牛刀」を持ってくると、下の写真のようにOCXO制御のDDSということになります。上の写真のDDS Inputの文字の右に穴が開いてるのは、ここから50MHzのDDS信号をぶち込むためです(苦笑というかヤケ笑というか)。最終的には、スペアナのリファレンス(10MHz)のクロックで、余っているAD9851(DDS)モジュールを動かして、リファレンスとしてPDにインプットしようと思っています。そのための基板を2Fに作るためにに、すでにスペーサが4本建っています。




測定風景


一番上はリファレンス用DDS(最終的にはTGのケースにAD9851で収容予定)
測っているのは250MHzのカットオフをもつ4次定K型フィルタ(自作)


 以下に測定例を示しておきます。先に書いたようにスパン1MHz以下ではDDSの基準発振周波数を変えないといけないので、専用に作りこまないと面倒です。しかし、TG遊びに少し飽きてきたので、8B-TRXに戻ったあと、時間があれば取り組んでみたいと思います。




フルスパン時

若干リップルあり.
CF:750MHz SPAN:1.5GHz RBW:3MHz



50MHz帯4連並列共振型BPFの測定

CF:50MHz SPAN:100MHz RBW:300kHz




ジャンククリスタルフィルタの測定

D-rangeは90dB以上取れている
CF:11.155MHz SPAN:2MHz RBW:10kHz

<暫定完成版 簡易トラッキングジェネレータ> 【2010.8.10】

 ずいぶんと更新をサボっていました。長いあいだ更新しないと、一歩踏み出すまでにかなりの時間がかかります。実のところ、このTGにはてこずりました。最初は、簡易版ということでちゃっちゃと仕上げちまおうと思って始めたのですが、どうも様子がおかしいのです。何故かというと、@バンドスパンが2MHz以下では、第一IF周波数が少しずれるということを見つけてしまったからです。高分解能にしようとすると、とたんに、測定波形が消失してしまいます。まずはこれを直さないといけません。次に、それでも、SSGを用いてBWが1MHz以下の場合の第一IF周波数を探り当て、これで追い込んでいくと、今度はなんと、A第二、第三Loの周波数変動が見えてくることになります。Aはある程度想定はしていたのですが、BWを10kHzなどにしようものならRBWは100Hzでしょうから、その平らな頭は1/2の50Hz程度とすると、まぁ仕方がないのかなぁと、これはあきらめることにしますが、温度とともに変わるのでなんらかの補正手段が要ります。

こんな補正のための仕掛けを考えるくらいなら、いっそのこと第二Loもミックスして、第3IF(=21.4MHzと推定)を作ってやったほうが(相当昔に、この8568Aの第二LOは、スペアナ内部に取り出し用BNCコネクタがあるのを確認しているので)よっぽど楽勝だわい・・・と思ったのもあとの祭りでした(苦笑)。

結局

@に対してはバンドSWを設けて、BWが2MHz未満の場合は第一IFに相当する、1/2IIF OSCの発振周波数を変化させる
Aに対してはDDS-PLLとして手動でIF周波数を補正できるように、発振周波数を微調整できるようにする


という改修方針で臨むことに相成りました。



1/2IF-OSCのブロック図

 これを実現するのが上図になるわけです。要はDDS+PLLで周波数微調整のREと、周波数ジャンプ用のSpan変化時に設定するSWをつけて、1/2IF-OSCを作っています。リファレンスは250kHz近辺です。一応、8568Aの10MHzリファレンスを2MHz近辺に「分周」してPLLに突っ込みます。PLLは強力な電流制御型チャージポンプを有するADF411xを使っています。このPLLは移動通信の基地局用らしいのですが、だいぶ昔のシステム用に見えました。それでも、アマチュアが使うには丁度いい石に仕上がっています。なんせ、パルススワローのプリスケーラ、A/Bカウンタから、リファレンスカウンタ、チャージポンプまでオールインワンですから、便利この上もありませんADF4110は500MHzまで、4113は4GHzまで使えますから、もう鬼に金棒です。余談ですが、4110はプリスケーラを1/(8,9)モードで使うと、HFでも使えそうなので期待が持てます。なんせ、高い周波数の位相比較器と電流出力型チャージポンプ、おまけにアンチバックラッシュまで入っているので、大変に使い勝手のいい石です。こんなのがあると、もう、TC9198とか8ピンの大昔型プリスケーラ(大飯食い)、モトローラの一連のPLL-IC(MC145163とか・・・)なんか一気にまとめてお蔵入りかもしれません。そういう意味で、このシリーズを使いこなせるようになっていたいものです。

 おっと、話が横道にそれましたが、こういうDDS-PLLでREを使って周波数微調整という用途は結構多いと思います。そのまんま、あちこちで流用可能なように、Attiny2313で標準的なモジュールを作るというふうに目的を設定してみました。どちらかというと、TGを作るのは副次的で、この目的を達成するほうが、成果として大きいと思うようになりました(うーん、負け惜しみかぁ



リニューアルしたOSC部

 という流れででっち上げたのが上図です。1/2IF-OSCと名づけていますが、要はDDS-PLLで、DDSの発振周波数を可変して、このトラジェネの第一IFを微調整する機能を持っています。真ん中のつまみがREで、ここは、別に回転フィーリングを要求されないので、安直に秋月の200円のモノを使っています。10万クリックしか寿命がないようですが、安いのでストックを積み上げても大した負担にはなりません。手前のモジュールがAttiny2313の制御モジュールで、その上がAD9850のDDS、その出力を2MHz帯のBPF(FCZ1.9の3連+2SK241)を経て、右上のPLLのリファレンスとしています。PLLの出力を、この下の2逓倍回路に入力して、青いケーブルでDBMに供給しているのは以前の作品と同じです。

 バンド切り替えはトグルSWで行い、このときは、周波数可変ステップもBWが2MHz以上の場合の1/20くらいにしています。通常はRE回転スキャンをしており、バンドSWが変化したのをトリガーに割り込みをかけて、1/2IF-OSCの発振周波数と周波数ステップを変化できるようになっています。



0.65mmピッチSSOP用エクステンション基板

 閑話休題ですが、上記はアイテムラボというところの0.65mmピッチのSSOPのエクステンション基板です。20pinと28pinですが、PLL用に20pinの方を使ってみました。これ、結構良く出来ていて、アースパターンが多く取ってあります。また、エクスステンション端子は2.54mmピッチですが、その周りに見えるパッドはこれがアースになっています。また、電源用のチップコンデンサをマウントできるパターンも載っています。1GHzを扱うような回路基板として使えるかどうか心配でしたが、まったく問題なく使えました。この基板は不用意に長くパターンを延長していないので、1GHzもの周波数でも扱えたのだと思っています。


これはADF4112をマウントしてみたところです。緑の基板の下の銅パターンはそっくり剥ぎ取ってあります。白い線が0.4mmΦのジュンフロン単線、青い線は同じく0.32mmΦです。汚いですが実装の様子の雰囲気がわかれば幸いです。




図測定例

 上図は、こんな感じででっち上げた「簡易型」(←うーん、今となっては虚しい響き)トラッキングジェネレータで測定した例です。25kHz帯域のFM用フィルタですが、BWが200kHzで見ています。BWが10kHzくらいになると、第二Lo以降のF変動が見えて、あまり安定でない(最初の課題Aです)ので、SSBフィルタを精密に測るのには適していませんが、そもそも2GHz帯でもBWが500Hzまで(RBW=10Hz)使えるTGがあるので、必要ならばそちらを使えばいいのであります。このTGも何度も書くように、全LOをミックスして作れば、そこまで行きますが、もうさすがにこれ以上時間を浪費できないので、これにて(不満は残りますが)完成にしたいと思います。しかし私の作品の中でも「出来損ない順位」はかなり高い方の作品です(苦笑)。













































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