Tracking Generatorの試作
スペアナを購入して以来、トラッキングジェネレータを作らないとどうも落ち着かない日々が続いています。しかし、取り扱い説明書は同時に入手しなかったため、周波数構成などちっともわかりません。さて、どうしたものでしょう？ま、解らなければ調べるまでよ と気楽にこの製作プロジェクトを開始しました。
まず、一般的なスペアナとトラッキングジェネレータの構成をおさらいしておきます。
スペアナの構成例
上図はその構成例ですが、マルチコンバージョン方式が一般的です。よく見ると、スペアナは受信機で、ＴＧは送信機といった感じで、Ｌｏ共通だから、ＳＳＢトランシーバと瓜二つですよね。ここで、ＴＧの構成を考えるとき、どうしても調べなければならないのが、Ｆｉｆ１とＦｉｆ2の値です。取り説があればすぐですが、ここは頭の体操をしてみます。まずはＦif1です。
これは簡単で、ゼロスパンモードがあれば、Ｆｌｏ1が固定になりますから、ＳＧできりのいい周波数をぶち込んで、表示させた状態で（周波数設定して）Ｆｌｏ1をカウントすれば終わりです。すなわち、Ｉｎが1000ＭＨｚでスペアナの設定周波数も1000ＭＨｚで、Ｆｌｏ1を実際に測定すると3521.4ＭＨｚでした。これで、Ｆｉｆ1は2521.4ＭＨｚと判明します。
次にこのときのＦｌｏ2も測ると2500ＭＨｚなので、Ｆｉｆ2は21.4ＭＨｚとなります。本当は測定するタイムベースをスペアナ、カウンタ、ＳＳＧで共通にしないといけないのですが、ま、それっぽい周波数になったので、精密にはあとで測ることでいいでしょう。
と推定したら、なんとＩＦｏｕｔ端子のあることが判明しました。周波数も表示してあって21.4ＭＨｚですと。ピンポ～ン！です。これで、一応周波数構成が明らかになりました。外部に出されるＬoは２個なので、このあと周波数変換していても、そのＬｏによる周波数微変化は無いはずです。もしかしたら、Ｆｌｏ2は測定条件によっては微調整してるのかもしれません。
では、まず、マイクロ波部品を駆使してＴＧを上記の構成でむりやり作ってみます。ＯＳＣはＳＳＧ、ミクサー、ＢＰＦはオークションやUＳ電子商事で仕入れた物で、Ｆｉｆ1用のＢＰＦは空洞共振器のねじを調整してなんとか2400ＭＨｚ帯のものをチューンしました。一般的にはマキ電機の３-５連ＢＰＦ（2400ＭＨｚ用）で十分でしょう。
バラックセット組み立てに使った部品（一部）いずれもジャンク品
中央上は2500ＭＨｚ帯ＤＵＰＬＥＸＥＲ
下左から、2-4.5ＧのＡＭＰ（13ｄＢ）、ＭＩＸＥＲ、ＩＳＯＬＡＴＯＲ
問題はＩＦへのアイソレーションです。ＩＦ周波数と同一の発振源があるので、これがスペアナのＩＦに落ちるとダイナミックレンジが損なわれます。スペアナのＬＯ出力側でかなりアイソレーションをとっているのですが、それでもあと30ｄＢくらいは改善が要ります。これは2-4ＧＨｚのアイソレータで実現することもできそうです。しかし、実験してみると、アイソレータ（2-4ＧＨｚ）ではけっこうフルスパン時に振幅のうねりが大きくなります。そこで、ここはアイソレータの代わりに2-4.5ＧＨｚのアンプで代用してみました。いずれにしてもＬｏレベルは低いので、アンプが要ります。このアンプのバックアイソレーションで、ＩＦへのフィードスルーを稼ごうというものです。実際には８０ｄＢ以上のダイナミックレンジ（ＩＦフィードスルーによるノイズフロアと信号の比）を得ることができて、一応満足しています。
また、実験していて、Ｆｉｆ1のＢＰＦは不要であることが解りました。また、出力のＬＰＦも同様です。このようにするとまったくスプリアスだらけのＴＧ出力になりますが、受信側スペアナの選択度があるので、ＴＧ側スプリアスは問題にならないようなのです。このようにして出来上がったのＴＧの構成図が下図です。
この中でＰＬＬＯＳＣは純度を要求されるために、ＶＸＯにＰＬＬを掛ける形にしました。10.7ＭＨｚのＸｔａｌを10.703ｋＨｚくらいで発振させ、伸張コイルを用いて、ＭＡＸ30ＰＦのバリキャップにかかる電圧が2.5Ｖ付近で、10.7000ＭＨｚになるように調整しました。ＶＸＯ出力は２逓倍してＤＢＭに供給しています。基準発振原はスペアナからもらっています。10ＭＨｚを１０００分周して位相比較は10ｋＨｚで行いました。
第２ＩＦ周波数を生成するＰＬＬ－ＶＸＯ発振器
作ったＴＧの内部は以下の図のようです。部品類は、いつかまともなスペアナを作ろうと思って、オークション/ＵＳ電子商事/ハムフェア等でこつこつ集めていたものです。このような構成をとることで、何とか、狭帯域の測定（ＲＢＷ＝30Ｈｚ）までできるようになりました。このおかげで、ＢＷが200Ｈｚのフィルタも十分測定できます。
内部は「すかすか」ですが、実は訳があります。ここに位相比較回路を組み込んで、ＤＵＴの位相を測定し、その微分値から遅延特性を計算させようという遠大な計画のためです。そのためにトランスは大型のものを採用して３Ａは取れるようになっています。２階建て構造にもできるように、スペーサーも立てています。この構成でマイクロ波帯アンプは３台も使っていますが、互いに干渉しないように電源系のレギュレータはすべて別立てにしています。また、回路ブロック間はセミリジッドケーブルかＰ-Ｐ連結器を使って、特に周波数が変化する部位の連結は最短になるように配置したつもりです。（出力側が長いのがちょっと気になる。）本来は出力にＡＴＴをつけたりバッファアンプをつけるのでしょうが、スペアナ本体のダイナミックレンジが比較的大きいので、これで吸収してもらうことにします。（つまり、出力には何もつけていない！インピーダンス整合のために本来なら必要とは思いますが、とりあえず3ｄＢパッドでごまかしています）
下の図はスペアナとペアで使っているところです。やっと禁断症状から抜け出すことができました。（写真の波形が乱れているのは写真をｊｐｇで縮小したためです。以下、波形が縮れて見える写真は「縮小」の弊害です。念のため）
以下はとりあえずの測定状況です。一応満足の結果を得ることができました。こんな簡単な装置でも、有ると無いとでは大違いです。このようにスペアナの外付けＴＧは意外と簡単に作成できます。スペアナをお持ちの皆さん、トライしてみてはいかがでしょう？
フルスパン（ＤＣ-2ＧＨｚ）の特性
+1/-1.5ｄＢ程度なので、かなり平坦だと言えます
ＴＧ出力側にＡGＣアンプを入れる必要は無さそうです。
ＲＢＷ：30Ｈｚ、Ｓｐａｎ：5ｋＨｚのフィルタ波形
この条件で測定できるとかなり満足できる
ＩＦフィードスルーは80ｄＢ以上は取れているようだ
455ｋＨｚのＣＷフィルタ
スパン：2ｋＨｚ ＲＢＷ：30Ｈｚ
200Ｈｚのフィルタ特性も楽々！！
ＡＦ帯の測定例：ＯＰアンプで組んだノッチフィルタ
中心周波数：1ｋＨｚ スパン：1ｋＨｚ ＲＢＷ：30Ｈｚ
ノッチの深さは30ｄＢ程度
ジャンクのＨＰＦ（ｆｃ：1ＧＨｚ）の例
ＤＣ～2ＧＨｚを表示
Ｆｃ＝450ＭＨｚのＬＰＦの測定状況
例の共振周波数探索(番外編参照）
周波数も読めて簡単にコイルやトランスが作れます。
中心周波数が9.9ＭＨｚ スパン16ＭＨｚ
・・・・と、以上のようにＡＦ帯からＧＨｚ帯まで、周波数特性を有するデバイスで入出力インピーダンスが低いものは、ほとんど測定できることがわかりました。今後は、インピーダンスの高い領域を測定できるようにアクティブプローブを検討してみようと思っています。
＜Ａｐｐｅｎｄｉｘ 1＞ 簡易ＴＧ
以前のスペアナのＴＧは簡易型だったために以下のような構成でした。すなわち、スペアナの最終帯域制限が広いという条件下では、第２Ｌｏの周波数差分を無視してもあまり測定に影響が出ないという考え方です。たとえば、第２ＩＦ以降の帯域がＢなら、+-Ｂ/4くらいの周波数誤差があってもなんとなく波形が現れます。厳密には、スペアナのＩＦフィルタは遅延フラット型なので、中心周波数でないと波形歪が大きいですが。したがってＲＢＷ300ｋＨｚとかにすると、周波数設定精度が100ｋＨｚくらいでも、なんとか実用になります。ＨＦ帯のコイルの共振点探索にはこれで十分です。
ここでむしろ問題になるのはＯＳＣのスペクトラム純度です。通常のＶＣＯではＰＬＬを掛けたとしても、残留ＦＭをよっぽど低減しないと、ＲＢＷが1ｋＨｚまで持っていくのはかなり苦労すると思います。すなわち、残留ＦＭによって、測るべき帯域に落ち込む電力が変動してしまうという結果になるからです。これでは、ＣＷフィルタの測定などといった微妙な測定はできません。
実は私も得意のストリップライン共振型ＯＳＣで2500ＭＨｚ帯を一気に発振させてＰＬＬをかけ、上図の構成にチャレンジしましたが、利用できるＲＢＷは10ｋＨｚどまりでした。これを考えるとスペアナのＹＩＧ-ＯＳＣというのはきわめて高Ｑで高Ｃ/Ｎの発振器であることがわかります。ＯＳＣにＹＩＧ-ＯＳＣをＰＬＬ制御して用いたら、問題はないのでしょうが・・・・・・・・
ちょっと小物のお話をしておきます。まずはコネクターの話ですが、○月電子で格安の変換コネクターを売っていることに気づき、結構たくさん仕入れています。老舗に「○○セ」等のブランドに比べて1/5以下の値段なので超魅力的です。「プロ」級の方々は敬遠するのでしょうが、「アマチュア」すなわち、せいぜい１ＧＨｚ以下の周波数しか扱わない連中（もちろん私もその「連中」です）には、コストパフォーマンスは最良です。ということで下のようなコネクタの特性を取ってみました。
左：○○セの製品 右：○月電子の格安品
なんせ、Ｎ（Ｐ）-ＳＭＡ（Ｊ）が３００円です！ その他もほとんど３００円で、金メッキが５００円ときていますから、使えるものであれば使いたいものです。でもなんか、ベークっぽい「赤み」が不気味です。Ｎコネクタにベークは無いと思いますが。なにはともあれ、トラッキングジェネレータっと。
格安コネクタによるフルスパン特性
上図は○月の格安コネクタの特性です。ＴＧからスペアナ入力に直接入れています。スペアナの入力の変換コネクタを交換して特性をとりましたが、○○セも○月も差はありませんでした。ただし、これは2ＧＨｚまでの話で、10ＧＨｚとかいう領域では当然差が出るのでしょうね。そうでなければ、○○セは「ぼったくり」ということになります。（それとも、「信頼性が高い！」とでも言うのかな？）
スペアナを使う、トラッキングジェネレータを使うといったときに、回路の中に入り込んで実装状態で測定できればなんて便利だろうと思いませんか？それを実現するのが「アクティブプローブ」です。インピーダンスが極めて高く、実装状態の回路に影響を与えないで、回路特性が５０Ω系の測定器で測れる「らしい」です。主に、ＦＥＴを用いたプローブが有名です。昔、テクトロのプローブを見たことがありますが、値段をみて「ぶっ飛んだ」覚えががあります。900ＭＨｚまで使えるとか、きわめて魅力的なのですが、やっぱり「お金持ちのツール」でしかありません。加えて測っている波形が、プローブの歪か、回路の歪どうか解らないから（それはお前だけだよとの声あり）厄介です。こんなことは、測っている信号レベルを見ればすぐわかるのですが、急いでいるときは、その辺の注意が散漫になり、誤った測定をしがちです。
アクティブなんて「レベルを見ながら考えて測定するのは面倒」という向き（まさに面倒くさがりの私向き）には、「パッシブプローブ」はいかがですか？結局、私も、アクティブプローブを作ろうと思いながら、ずっと下図のような１００円もあればできる（コネクターにＳＭＡを使わなければ・・・との前提です。使っても○月電子のＳＭＡ台座なら３００円ですが・・）貧乏パッシブプローブを愛用しています。
ｐａｓｓｉｖｅ ｐｒｏｂｅ
このように、５００Ωの抵抗が入力にシリーズに入るだけです。スペアナの入力インピーダンスが50Ωなら20ＬＯＧ（50/（50+500））ｄＢの減衰になります。４５０Ωなら丁度-20ｄＢですが、そんな抵抗が無いので500Ωにしています。よく考えてみると、ＲＦ回路で５００Ω以上のインピーダンスのところを、スペアナで測るというのは、あまり現実的ではないような気がします。アンプでも発振器でもリンクコイルのあとで測れば、５００Ω程度で十分です。この場、次段とはアイソレートして測りますが。５０Ω系なら、このまま並列につないで測っても回路にほとんど影響ありません。100ｋΩ以上のインピーダンスを持ってるプローブで、タンク回路のホット側に直接つなぐなんて測定は、通常やらないと思いますので、こんな低インピーダンスの-20ｄＢプローブでも十分です。元来スペアナで測ろうなんて回路の信号レベルは十分大きいので、20ｄＢやそこら減衰してもまったく問題ありません。それより、「絶対歪まない！」という安心感のほうが、測定時には重要です。信号が小さければ、アンプで増幅してください。でも、ほとんどの測定でアンプは要らないと思います。さて、このチープなプローブの特性測定です。下図はTGからの信号を500Ωで終端して、５０Ωに分圧された上図のプローブのＦ特性です。200ＭＨｚまでは余裕でＯＫで,300ＭＨｚまでは使えます。（400ＭＨｚに近づくとリップル多し）
-20ｄＢプローブの特性
ＣＥＮＴＥＲ：100ＭＨｚ ＳＰＡＮ：200ＭＨｚ
ということで、アクティブプローブを作るのはいつのことやら・・・・・という感じです。（おしまい！）
＜Appendix 4＞ Ｂｕｆｆｅｒの話 2003.1.18
スペアナ用のフィルタを作りながら測定していたら、貧乏パッシブプローブよりはインピーダンスの高いプローブが欲しくなってきました。ラダータイプだと３００Ωくらい、ジャンクのセラミックフィルタだと1.5-2ｋΩ位で終端します。ラダーなら抵抗挿入でなんとかなりますが、２ｋΩとかになると、さすがに減衰が激しくてＮＧです。そこで、プローブと呼ぶにはおこがましいので、「バッファ」を作ることになりました。
いきなり↑の写真ですが、秋月を覗いていたら、久々に２００円でＳＭＡ-Ｊ台座が出ていました。思わずけっこうな数量を仕入れたのですが、これを見ているうちに、このコネクタにまとめてしまってはどうか？と思い始めました。配線も最短になるし。ということで１５分で作り上げたのが↓の写真です。回路は極めて簡単。単なるＴｒのバッファーです。ＳＭＡ-Ｊ側にはケーブルをつないでスペアナに直行です。
入力にＶＲを付けて、測定するときは、入力側をはんだ付けしてしまいます。下図に、測定の実際を示します。このように、ＤＵＴに余裕がある場合は、理想的に短く結合できます。
気になるのは周波数特性です。こんなバッファー、ＩＭＤを測るようなときは使う気にならないので、単一周波数のスイープ特性のみとって見ました。終端ＶＲに5ｋΩという「中抵抗」を使っているので、どのくらい周波数が伸びてるか心配です。下図に入力ＶＲを変化させたときの周波数応答特性を見てみました。入力は５０Ω系につなぎ込んでいます。２本のラインのうち、下側のまっすぐな方は、トラッキングＧからスペアナへ直結したときの特性です。500ＭＨｚ程度ではほとんどフラットです。
入力ＶＲ＝56Ωの時の特性
ＣＦ：250ＭＨｚ Ｓｐａｎ：500ＭＨｚ
入力ＶＲ＝300Ωの時の特性
ＣＦ：250ＭＨｚ Ｓｐａｎ：500ＭＨｚ
入力ＶＲ＝2ｋΩの時の特性
ＣＦ：250ＭＨｚ Ｓｐａｎ：500ＭＨｚ
上記の図からわかるように、ＶＲが３００Ωで終端した場合、250ＭＨｚを基準にして1-500ＭＨｚまでスイープしても最大でも-/+1.5ｄＢでした。これが２ｋΩになると+/-2ｄＢくらいになります。しかし、送り出しのインピーダンスが良く解らない場合はこのようなバッファーはあまり意味を持たないかもしれません。あくまで、ここは送り出し側に、このバッファのインピーダンスが整合できるという条件で使うのが原則でしょう。これには注意が要ると思います。ただ、このように広い範囲ではなく、ＢＰＦの通過特性を図るような場合は、そんなに破綻はないような気がします。
実はこれは10.7ＭＨｚのフィルタ特性を測ろうと作ったものの、周波数がどこまでのびているか測ったら、けっこういけたという、結果オーライのものです。あまり参考にならないかもしれませんが、こんなバッファーは頻繁に使う機会もないので、アマチュアにはこの程度の「がらくた」でも十分な気がします。
＜Appendix 5＞ 周波数可変ＰＬＬローカル 2003.11.23
突然ですが、なんとか、ＲＢＷ＝10Ｈｚでもトラッキングジェネレータを動かしたくなってきました。せっかくスペアナのＲＢＷが10Ｈｚまであるのですから、ここまで使いたいと思うのは自然のなりゆきです。ところが、ＰＬＬでローカルを構成すると、スペアナ本体の21.4ＭＨｚから3.6ＭＨｚ（３ｒｄＩＦ：帯域制限用ＩＦ）に落とす際に、周波数ずれがあるのか、あるいはフィルタの中心周波数がＲＢＷ：30Ｈｚと10Ｈｚでは若干異なるのか、ＲＢＷ：10Ｈｚにすると、周波数ずれによる振幅減衰が激しいのです。
このまま、外部からＰＬＬの基準周波数としてスペアナ本体から供給していては、永久にＲＢＷ：10Ｈｚでのトラッキングはできないので、ＶＸＯを基準用に作ってみることにしました。ただし、このＶＸＯは50-100Ｈｚも変化できれば十分なので、伸長コイルは使いません。周波数は10ＭＨｚで、外部から基準発振用として取り込んでいたＰＬＬの基準信号をＶＸＯで肩代わりさせるというものです。発振回路は、無調整発振回路にＶＣを突っ込んだ形にしてみます。無調整ですが、10ｐＦのＶＣに4ＰＦをシリーズにして12ＰＦのトリマーを並列に抱かせると、120Ｈｚ程度動くようになりました。下記に様子を示します。
増設ＶＸＯ（10.7ＭＨｚ） 実装した様子
さて、実際にいじっているところをご覧に入れましょう。下の写真の、一直線に変化の無いラインはＲＢＷ＝30Ｈｚ（100Ｈｚ）です。これに比べ、ＲＢＷ＝10Ｈｚでは10ｄＢ位信号レベルが下がります。これは、各ＢＷのフィルタの頭（振幅最大）の周波数がずれていることを意味します。ＲＢＷ＝10Ｈｚといえば、遅延平坦型フィルタの頭は数Ｈｚでしょうから、ずれていて当然といえば当然です。
遊んでいる様子
ＲＢＷ＝10Ｈｚの場合は、振幅レベルが下からスイープが始まる波形です。途中でぐにゃぐにゃ振動してるのはＶＣのつまみを回して遊んでいるからです。やがて、振幅が最大値のあたりで、チューニング終了して半固定します。この状態で、トラッキングＯＫです。ＲＢＷ＝10Ｈｚだとスパンが500Ｈｚでも楽勝なのですが、良く考えるとスパンが500Ｈｚで特性を取る「周波数選択性回路」なんて、ＡＦ帯以外には無さそうですね。（ええ、ＲＦではオーバースペックということです、はい。でも2ＧＨｚでもスパン500ＨｚでＲＢＷ＝10Ｈｚに設定できますよ、まったく意味がありませんが）
| ＨＰ８５６８Ａ用簡易ＴＧ |
【2010.5.16】
衝動的に落札したＨＰ８５６８Ａがけっこう使えるので、簡易型のＴＧをでっち上げてみました。実はこのスペアナは個別回路製作のためではなく、モニター用途と思っていたのですが、実験机の近くに置いてあると、つい、こいつにＴＧがあると便利だろうなぁと思ったので、凝らずに簡単につくることに決めました。アンリツ６１１/６１２用ＴＧのように低いＩＦから持ち上げてもいいのですが、けっこう部品が要るので、時間がかかりそうです。ということで、今、ジャンクボックスにあるものだけで仕上げることにしました。
簡単なのは第一ＩＦ周波数をＰＬＬで生成して、第一ＬＯとミックスさせて、ＴＧ出力としてしまう方法です。これだと、スペアナと完全同期ができないので、ＲＢＷの小さい方はかなり操作性が悪くなりますが、ＬＣのバンドバス回路くらいが測れればいいや・・という乗りで始めました。精密な測定はＴＲ４１７１や６１２ＡのＴＧでやれますから。なんせ、まだ８Ｂ-ＴＲＸのリペアの途中なので、こんなものに時間を多くかけるわけにはいきません。
いろいろ構成を練っていたのですが、考える時間が無駄なので、一気に以下の構成で行くことに決めました。
簡易型ＴＴＧの構成
以下、順に簡単に説明いたします。
まず、第一ＩＦ周波数ですが、上の６１２Ａ用ＴＧの項にあるように、まずはＩＦ周波数を推定しなければなりません。これは、以前、ここに書いたように、あるセンター周波数でゼロスパンにして、１st LO周波数をカウンター等で測れば、その差分で求められます。ここでは２０５０ＭＨｚと推定できました。この周波数をダイレクトに生成してもいいのですが、手持ちのＶＣＯの関係から１/２の周波数の１０２５ＭＨｚでＰＬＬをかけることにします。そのＶＣＯですが、昔昔、大昔のパーソナル無線機（懐かしいなぁ、使わなかったけど）用のＶＣＯで９９０－１１００ＭＨｚくらい変化するモジュール（秋月で売っていたもの）を使いました。ＰＬＬは今ならアナデバの４１１Ｘシリーズを使えばオールインワンなので非常に楽なのですが、シリアルインプットなので、当初ＡＶＲ等で制御回路を作るのが面倒くさかったので、昔、遊んでいたこの基板に作りこむことにしました。ＤＩＰスイッチで自由に分周比を変えられるようになっているので、実験には至極便利です。ただ、位相周波数比較器は７４ＨＣ４０４６に変えてあります。
リファレンス周波数はきりのいい１００ｋＨｚに選びました。当初はＩＦ周波数が２０５０ＭＨｚジャストだと思っていたので、リファレンス周波数は１００ｋＨｚでも２００ｋＨｚでもなんでもいいや。。。くらいに思っていました。しかしこれは後で大きく時間をロスすることになってしまいます。はじめは大昔に何処で入手したか分からないのですが、ガタイの大きな１０ＭＨｚのＴＣＸＯ（下写真参照）を使おうと思っていましたが、これは後で述べるように、大きく外してしまうことになります（苦笑）。
さて、ＰＬＬで作った１０２５ＭＨｚの信号はＤＢＭで２逓倍して、さらに増力されてスペアナの１ｓｔＬＯ信号とミックスダウンし、ＴＧ出力になります。２０５０ＭＨｚにもなると、ちゃんとしたアルミくりぬきのケースに入れたアンプで、ストリップラインではないとまともな動作はしないと思われそうですが、ここは、紙フェノール基板上にμＰＣ１６７７Ｃなんかの空中配線で処理しています。やっぱり２ＧＨｚを超えると集中常数的な配線では特性がでないようですが、チップ部品を使って最短で配線すれば、ここは単一周波数なのでなんとかなりました。ただ、飽和出力は１３ｄＢｍ程度に落ちてしまいました。利得も１５ｄＢを切るようです。１ｓｔＬＯ信号は３０ｄＢの同軸型ＡＴＴ（１０+２０ｄＢ）とジャンクのＡＭＰ（Ｕ●電子で２０００円）でバックアイソレーションを稼ぎます。そのあとは、これも同じ入手先のＤＢＭ（３．５ＧＨｚくらいまで）にほおりこんで終わりです。
個別の回路は示しても再現性が低いので、いつものごとく省略します。
内務の様子
上の写真は仮組みしたＴＧの内部写真です。ロジックもＲＦも基板カッティング法で組んでいます。まぁ、邪道の極みですがこんなやりかたもあるよ、くらいに思ってください。笑うのはＤＢＭダブラーなんて、ＳＭＡコネクターを使うのはもったいないので、ＤＢＭのアルミケースに穴をあけて、中の素子から直接ケーブルで引き出しています（笑）。さらには、ＤＤＳ Ｉｎｐｕｔ と書いてある入力がありますが、こいつは斜めに出っ張った基板のＩＣ（74ＡＣ162とＡＣ00）で構成される1/5カウンターに導かれます。実際はこの入力は下の写真に示すようにこれの５０ＭＨｚ出力につながっています。当然、このＤＤＳ信号は最終的にはＴＣ9198Ｐ経由、ＰＤ行きでリファレンス信号になります。
なんでこんなことにしたのかというと、どうやら、第一ＩＦ周波数を厳密にみると２０５０ＭＨｚではなく、測定する周波数スパンによって変わるのに対応するためです。スパンが２ＭＨｚ以上は２０４９.３６６ＭＨｚ近辺、スパンが１ＭＨｚだともう少し下がります。ということで、ＩＦ周波数が中途半端な周波数で、それもスパンで変化されては周波数固定のＴＣＸＯがリファレンスじゃ、お手上げになっちまいます。また、ＴＣＸＯの周波数安定度レベルでは、２ＧＨｚ帯でスペアナと同期していないと、ＲＢＷが狭いときは周波数変動が醜く見えてきます。これに対処するために「牛刀」を持ってくると、下の写真のようにＯＣＸＯ制御のＤＤＳということになります。上の写真のＤＤＳ
Iｎｐｕｔの文字の右に穴が開いてるのは、ここから５０ＭＨｚのＤＤＳ信号をぶち込むためです（苦笑というかヤケ笑というか）。最終的には、スペアナのリファレンス（１０ＭＨｚ）のクロックで、余っているＡＤ９８５１（ＤＤＳ）モジュールを動かして、リファレンスとしてＰＤにインプットしようと思っています。そのための基板を２Ｆに作るためにに、すでにスペーサが４本建っています。
測定風景
一番上はリファレンス用ＤＤＳ（最終的にはＴＧのケースにＡＤ９８５１で収容予定）
測っているのは２５０ＭＨｚのカットオフをもつ４次定Ｋ型フィルタ（自作）
以下に測定例を示しておきます。先に書いたようにスパン１ＭＨｚ以下ではＤＤＳの基準発振周波数を変えないといけないので、専用に作りこまないと面倒です。しかし、ＴＧ遊びに少し飽きてきたので、8Ｂ-ＴＲＸに戻ったあと、時間があれば取り組んでみたいと思います。
フルスパン時
若干リップルあり.
ＣＦ：750ＭＨｚ ＳＰＡＮ：1.5ＧＨｚ ＲＢＷ：3ＭＨｚ
５０ＭＨｚ帯４連並列共振型ＢＰＦの測定
ＣＦ：50ＭＨｚ ＳＰＡＮ：100ＭＨｚ ＲＢＷ：300ｋＨｚ
ジャンククリスタルフィルタの測定
Ｄ-ｒａｎｇｅは９０ｄＢ以上取れている
ＣＦ：11.155ＭＨｚ ＳＰＡＮ：2ＭＨｚ ＲＢＷ：10ｋＨｚ
＜暫定完成版 簡易トラッキングジェネレータ＞ 【2010.8.10】
ずいぶんと更新をサボっていました。長いあいだ更新しないと、一歩踏み出すまでにかなりの時間がかかります。実のところ、このＴＧにはてこずりました。最初は、簡易版ということでちゃっちゃと仕上げちまおうと思って始めたのですが、どうも様子がおかしいのです。何故かというと、①バンドスパンが２ＭＨｚ以下では、第一ＩＦ周波数が少しずれるということを見つけてしまったからです。高分解能にしようとすると、とたんに、測定波形が消失してしまいます。まずはこれを直さないといけません。次に、それでも、ＳＳＧを用いてＢＷが１ＭＨｚ以下の場合の第一ＩＦ周波数を探り当て、これで追い込んでいくと、今度はなんと、②第二、第三Ｌｏの周波数変動が見えてくることになります。②はある程度想定はしていたのですが、ＢＷを１０ｋＨｚなどにしようものならＲＢＷは１００Ｈｚでしょうから、その平らな頭は１/2の５０Ｈｚ程度とすると、まぁ仕方がないのかなぁと、これはあきらめることにしますが、温度とともに変わるのでなんらかの補正手段が要ります。
こんな補正のための仕掛けを考えるくらいなら、いっそのこと第二Ｌｏもミックスして、第３ＩＦ（＝２１．４ＭＨｚと推定）を作ってやったほうが（相当昔に、この８５６８Ａの第二ＬＯは、スペアナ内部に取り出し用ＢＮＣコネクタがあるのを確認しているので）よっぽど楽勝だわい・・・と思ったのもあとの祭りでした（苦笑）。
結局
①に対してはバンドＳＷを設けて、ＢＷが２ＭＨｚ未満の場合は第一ＩＦに相当する、１/２ＩＩＦ ＯＳＣの発振周波数を変化させる
②に対してはＤＤＳ-ＰＬＬとして手動でＩＦ周波数を補正できるように、発振周波数を微調整できるようにする
という改修方針で臨むことに相成りました。
１/２ＩＦ-ＯＳＣのブロック図
これを実現するのが上図になるわけです。要はＤＤＳ+ＰＬＬで周波数微調整のＲＥと、周波数ジャンプ用のＳｐａｎ変化時に設定するＳＷをつけて、１/２ＩＦ-ＯＳＣを作っています。リファレンスは２５０ｋＨｚ近辺です。一応、８５６８Ａの１０ＭＨｚリファレンスを２ＭＨｚ近辺に「分周」してＰＬＬに突っ込みます。ＰＬＬは強力な電流制御型チャージポンプを有するＡＤＦ４１１ｘを使っています。このＰＬＬは移動通信の基地局用らしいのですが、だいぶ昔のシステム用に見えました。それでも、アマチュアが使うには丁度いい石に仕上がっています。なんせ、パルススワローのプリスケーラ、Ａ/Ｂカウンタから、リファレンスカウンタ、チャージポンプまでオールインワンですから、便利この上もありませんＡＤＦ４１１０は５００ＭＨｚまで、４１１３は４ＧＨｚまで使えますから、もう鬼に金棒です。余談ですが、４１１０はプリスケーラを１/（８，９）モードで使うと、ＨＦでも使えそうなので期待が持てます。なんせ、高い周波数の位相比較器と電流出力型チャージポンプ、おまけにアンチバックラッシュまで入っているので、大変に使い勝手のいい石です。こんなのがあると、もう、ＴＣ９１９８とか８ピンの大昔型プリスケーラ（大飯食い）、モトローラの一連のＰＬＬ-ＩＣ（ＭＣ１４５１６３とか・・・）なんか一気にまとめてお蔵入りかもしれません。そういう意味で、このシリーズを使いこなせるようになっていたいものです。
おっと、話が横道にそれましたが、こういうＤＤＳ-ＰＬＬでＲＥを使って周波数微調整という用途は結構多いと思います。そのまんま、あちこちで流用可能なように、Ａｔｔｉｎｙ２３１３で標準的なモジュールを作るというふうに目的を設定してみました。どちらかというと、ＴＧを作るのは副次的で、この目的を達成するほうが、成果として大きいと思うようになりました（うーん、負け惜しみかぁ）
リニューアルしたＯＳＣ部
という流れででっち上げたのが上図です。１/２ＩＦ-ＯＳＣと名づけていますが、要はＤＤＳ-ＰＬＬで、ＤＤＳの発振周波数を可変して、このトラジェネの第一ＩＦを微調整する機能を持っています。真ん中のつまみがＲＥで、ここは、別に回転フィーリングを要求されないので、安直に秋月の２００円のモノを使っています。１０万クリックしか寿命がないようですが、安いのでストックを積み上げても大した負担にはなりません。手前のモジュールがＡｔｔｉｎｙ２３１３の制御モジュールで、その上がＡＤ９８５０のＤＤＳ、その出力を２ＭＨｚ帯のＢＰＦ（ＦＣＺ１．９の３連+２ＳＫ２４１）を経て、右上のＰＬＬのリファレンスとしています。ＰＬＬの出力を、この下の２逓倍回路に入力して、青いケーブルでＤＢＭに供給しているのは以前の作品と同じです。
バンド切り替えはトグルＳＷで行い、このときは、周波数可変ステップもＢＷが２ＭＨｚ以上の場合の１/２０くらいにしています。通常はＲＥ回転スキャンをしており、バンドＳＷが変化したのをトリガーに割り込みをかけて、１/２ＩＦ-ＯＳＣの発振周波数と周波数ステップを変化できるようになっています。
０．６５ｍｍピッチＳＳＯＰ用エクステンション基板
閑話休題ですが、上記はアイテムラボというところの０．６５ｍｍピッチのＳＳＯＰのエクステンション基板です。２０ｐｉｎと２８ｐｉｎですが、ＰＬＬ用に２０ｐｉｎの方を使ってみました。これ、結構良く出来ていて、アースパターンが多く取ってあります。また、エクスステンション端子は2.54ｍｍピッチですが、その周りに見えるパッドはこれがアースになっています。また、電源用のチップコンデンサをマウントできるパターンも載っています。１ＧＨｚを扱うような回路基板として使えるかどうか心配でしたが、まったく問題なく使えました。この基板は不用意に長くパターンを延長していないので、１ＧＨｚもの周波数でも扱えたのだと思っています。
これはＡＤＦ４１１２をマウントしてみたところです。緑の基板の下の銅パターンはそっくり剥ぎ取ってあります。白い線が０．４ｍｍΦのジュンフロン単線、青い線は同じく０．３２ｍｍΦです。汚いですが実装の様子の雰囲気がわかれば幸いです。
図測定例
上図は、こんな感じででっち上げた「簡易型」（←うーん、今となっては虚しい響き）トラッキングジェネレータで測定した例です。２５ｋＨｚ帯域のＦＭ用フィルタですが、ＢＷが２００ｋＨｚで見ています。ＢＷが１０ｋＨｚくらいになると、第二Ｌｏ以降のＦ変動が見えて、あまり安定でない（最初の課題②です）ので、ＳＳＢフィルタを精密に測るのには適していませんが、そもそも２ＧＨｚ帯でもＢＷが５００Ｈｚまで（ＲＢＷ＝１０Ｈｚ）使えるＴＧがあるので、必要ならばそちらを使えばいいのであります。このＴＧも何度も書くように、全ＬＯをミックスして作れば、そこまで行きますが、もうさすがにこれ以上時間を浪費できないので、これにて（不満は残りますが）完成にしたいと思います。しかし私の作品の中でも「出来損ない順位」はかなり高い方の作品です（苦笑）。