私のメイン機は起工が２００２年で竣工が２００８年です。当時としてはかなり頑張ったアップコンバージョン方式の高IPなオールバンド、オールウェーブ、オールモードTRXでした。いまでも現役で使っていますが、流石に古くなった観が否めないため、構成要素を少しリニューアルしたく思っていました。２０２１年の初頭に、従来の機器のメンテナンスとディジタルモード対応化を行ったのですが、その時は、改造するとなるとかなり大がかりになりそうだと感じて、このメイン機には手を付けずにおきました。

　しかしながら、作成後１４年が経過しては寄る年波には勝てず、少しずつ不具合動作も出てきたので、その対処のかたわら、回路もリニューアルしてみようかと思い立ったのです。現在の「遊び」の主力はＳＤＲのＴＲＸなので、今更アナログ機のリニューアルでもないのですが、長年の実績のあるアナログ機は、安定性の面では捨てがたく、ディジタル遊びの傍らに、ちょこちょこと回路を組んでいって、それが溜まったら、一気にリニューアルになだれ込みたいと思っています。

　前置きが長くなりそうなので、さっそく始めましょう。まずは、ＲＸ ＩＦ ＡＭＰからです。

Ⅰ.ＲＸ　ＩＦ　ＡＭＰ　（ＡＤ６０４）

　オリジナルはＭＣ１３５０を２段使ってその段間にパスバンドチューニング機構を挟んだもので、ＡＧＣ、ノイズ特性共に比較的満足できるモノでしたから、ま、早急にリニューアルする必然性も無いのですが、実は、作成当時から、ＡＤ６０３／６０４を購入してあって、何時かは比較しないとまずいだろうと思っていました。しかしながら、思っているだけで、時間が経過してしまい、今の今まで手つかず状態でした。なので、このまま、部品箱の肥しにするのはもったいないので、一応触ってみようということで、引っ張り出して来ました。ただ、これらのＩＣはあちこちで評価されているようなので、私の場合は、自分で使うとどうなのかを確認するという意味合いが大きく、何か目新しいものを狙ったわけではありません。

ＡＤ６０３／６０４とＡＧＣ用関連ＩＣ達

　上図はAD604/603とパワーデテクター、OPAです。右の３個がAD604で、その隣がAD603、その左がパワーデテクターAD８３５（乗算器）で、いずれも純正品です。上のSSOP-8ピンはEbayで買ったAD603の支那モノです。動くか、あるいは性能が出るかどうかは運次第（笑）。下に、今回検討のAD604のアップをおきます。

AD604

　まずは、アナデバのデータシートから回路図を抜き出して見ました。以下に示します。

IF AGC　AMPの回路例

　AD６０４の使用例は過去にはCQ死に連載していた「究極の無線機を自作するシリーズ」で難波田OMが監修していたものがありましたが、そこに名前だけ出ていました（回路図は無）。寡聞にして、それ以外には使われた例を知らないのですが、まずは、このアナデバの回路を参考にスタートしてみます。

　AD604はアンプが２個入っているのですが、その間を直結にしてあり、増幅度が高くなると、ノイズ発生が気になります。それを抑えると同時に段間のアイソレーションを取るために帯域制限が必要です。オリジナル回路には汎用性を考えたためか、それがありません。今回は４５５ｋＨｚで利用するので、２ＭＨｚ程度のＬＰＦを挿入してみました。なお、この周波数のＬＰＦだと雑音抑制の効果はまったくありません。単に動作の安定を期すだけです。

AD604の実装の様子

　上の写真はAD604の実装の様子です。これは２４PinのSOPパッケージなので、ちょいと実装が厄介です。下手にDIPへの変換基板を用いると配線が長くなって発振の元になるだけですから、本来ならばP板化するのが理想ですが、私のポリシーとして、P版は、複数個同じ回路が必要な場合、あるいは手配線では所要な特性が得られない場合のみに限っています。なので、今回はそのいずれにも該当しないので、まずは、特性確認のためには手配線で（あわよくば最終敵に機器に採用する）実施することにします。

　そこで、安直な方法として、秋月に売っている１．２７ピッチの両面スルーホールガラエポ基板をベースにその上にＩC/パーツを固定化する方法を採用しました。これを生ガラエポ基板に固定します。当然スルーホールなので生基板と導通しないようにポリイミドテープで絶縁はしておきます。

　こうすると、RF回路を理想的な状態で配線することができます。１．２７ピッチまでなら、老眼の進んだ目でも先の細いはんだごてで何とか自由な配線ができますね。これは０．６５ｍｍピッチだと、展張基板無しにはかなり厳しいですが。

IF部の実験モジュールの様子

段間にLPFを追加

　まずはIF　AMPのみを組み上げて、AGC制御基板は別に作ることにします。銅板面積はゆとりがありますが、最終実装する場合は、余白の部分を回転ノコのＰ版カッターでさくっと加工して一丁あがりを期待します。この工法は実験から最終品（単品）まで最短で最小の労力で作り上げられますので、今後もやり方が変わることはないと思います。

　さて、それではAGC回路はオリジナルと同じに組み上げて特性を取ってみましょう。

AGCを掛けた場合の入力Vs出力特性

　上図はAGCを掛けた場合の入力Vs出力特性です。AGCが利き始める入力が-80ｄBm以上は、かなり綺麗にAGCがかかる様子が見て取れます。AGCの制御電圧はAGCの起動ポイントで急変するので、このままではSメータに補正無で用いることは難しいかもしれません。ところが、この回路には問題があるのです。AGCは突発的な立ち上がり（音声のような）に素早く反応する必要があるのですが、この反応はいけません（笑）。

ステップ状の信号立ち上がりに対するAGC応答

　ステップ状のRF波はSSGのATTでRF出力がOFFの状態（無信号）から－５０ｄBmに一気にONしてその応答を見てみます。上図の黄色がAD604のRF出力の様子で一旦大きく立ち上がって（オーバーシュートして）一定値に落ち着きます。これだと、強度の信号が入った場合破裂音が出るはずです。なので、なんとしても改善しないといけません。いろいろ考えた結果、下図のように素直にAD604のRF出力が増せばAD835の検波出力が増大し、それを設定電圧（Vset）でレベルシフトさせる反転増幅器で制御します。

改善版AGC制御回路

　この回路の検波器はオリジナルから変えています。入力が増えるとプラスの出力電圧が増加するように接続替えしました。これで、少しは特性が素直になりました。

改善型AGC制御回路によるAGC動作

　これを見ると以前はオーバーシュートの期間は３．６ｍＳあったのに比べて、オーバーシュートは皆無で、収束に至る時間も0.1ｍＳ以下なので、かなりいい感じになっていると思います。

AGC特性

　入力に対するAD604の出力RF電圧（リニアスケール）を見ると、-20ｄBmあたりから少し増加しています、がたかだか0.8ｄB程度ですので、なんの問題もありません（それに、RFインプットとしては無茶苦茶高い領域）。これで、ほぼ、所望の特性が得られたと思っています。最後に、このアンプとAGC制御部の様子を以下に示します。先に書いたように、このあとAD603をチェックしてみて、メイン機のIF構成をリプレースするのはどちらが適しているか検討して採用したいと思います。その場合は、基板をメイン機に合わせてカッティングすることになります。

IFアンプの様子

＜Ⅱ.ＲＸ　ＩＦ　ＡＭＰ　（ＡＤ６０３）＞　【2022.4.8】

　さて、次はHAMの間でもポピュラーになっているAD603です。このICはATTとAMPの組み合わせで、AMPは固定ゲインで働かせ、AGCはATTを減衰させるので、AMPの動作点変更によるリニアリティの劣化がないと謳われたICです。蟻でもチップを売ってるくらいですから、AD604と違ってかなりの方が弄っているようですね。なので、ここであえて出さなくてもいいかもしれませんが、メイン機のメンテナンスの活動の一巻で、弄った痕跡は残しておこうと思いました。

AD６０３ IF AMPの回路図

　上図はアナデバのデータシートにあったAGC回路を含んだ回路例です。あまり見慣れない回路なのですが、AD603を二段直結で最終段のあとにTrのAM検波回路がぶら下がっていて、その検波出力でAGC　LINEを駆動しています。まずは、前回と同様に（面白いので）、アナデバの推奨回路通りに作ってみることにします。この回路は、後段のAMPの動作点をずらして、旨くリニアに増幅されるように工夫されています。

生基板に組んでみる

　特に変哲も無い回路ですが、いつものナマ基板カット工法です。最近はDIP-８とかいうと、らっくしょーと思えてきます（笑）。で、さくっと特性を取ります。

AGCを書けた場合の入出力特性-

　まずはAGCの様子を見てみます。上図から、出力電圧の平坦性はけっこう良い感じになりますが、AGCの制御電圧がちょっと面倒ですね。この電圧をSメータとかに使うと、AGCの掛かり始めの変化が大きく、出力信号振幅が一定になってからの変化が随分少ないので、かなりいびつなメータ表示になるでしょうね。なにか工夫しないと、不満が出ると思います。

　また、このアンプのゲインは３２ｄBくらいなので、２段直結しても私のメイン機のようにIFフィルタ前の利得が殆ど無い構成だと、ＲＸとしてのゲインが全然足りません。なので、３段構成にしないとＭＣ１３５０のＩＦアンプをリプレースできないと思われます。

　それでも、一応メモのためにＳＳＧ出力をＯＦＦ→ＯＮして応答特性を見てみました。

ＡＤ６０３の推奨回路図のステップ応答

　上図はいつものステップ応答特性です。SSGがOFFから-50ｄBmに立ち上げて見ています。AD604ほどではないのですが、ちょっとオーバーシュートが見られます。これたとあまり目立たないかもしれませんが、できたら直しておきたいですね。

　ということで、１段のアンプを追加しようと思って、E-BayモノのAD６０３（SOPパッケージ）を取り出してマウントしようとしたところ・・・

E-Bayで購入した（と思った）AD603ならぬAD823A（怒）

　なんと、AD603ではなくAD823Aというレールtoレール　FET入力OPAでした。これは、E-Bayから届いた時に品名確認しなかった私が悪かったのですが、かなり昔で、支那からではなく、たしか英国の販売店だったので、疑念を抱かなかったのが失敗でした。自業自得です。届いたブツ（FET-OPA）は３Vから使えるのでQSDの受けに使えるかな？と思ったのですが、ノイズの規定がないので、多分無理でしょう。で、AD603は蟻からも仕入れてありますが、実験していた当時にはまだ届いていなかったので、こいつは動くかどうか確かめていません（苦笑）。

　仕方がないので、以前に作ってあった１段のモジュールを引っ張り出してきて、下図のごとく１０．７MHｚのＸＦをサンドイッチにして、特性を確認することにしました。

トップのモジュールをＸＦと結合




ＡＧＣアンプを追加

　これにＡＧＣアンプを追加しています。回路は、単なるＤｉの倍電圧整流回路の出力を反転増幅して、電圧レベルをシフトしてＡＤ６０３のＡＧＣラインに合致する電圧に変換します。このあたり、なんだか雑に作っていますが、最終的には綺麗にしたいと思っています。なお、トップのモジュールにＡＧＣはかけていません。当然ですが、ゲイン配分が決まったら、３段でＡＧＣが旨くかかるように、各AD603のピン２に掛かる電圧を分圧しないといけません。
　

AGCを２段に書けた場合の３段アンプの特性（XFを含む）

　上図はAGCを２段に掛けた場合の入出力特性です。XFの損失が数ｄBあるのですが、これならば、十分なゲインになると思われます。但し、AGC制御電圧の変化の不連続性は相変わらずで、Sメータの表示に使うにはなかなか苦労しそうです。µPを介してレベル変換しないといけないかもしれませんね。

ステップ応答特性

　上図は上記の系のステップ応答で、条件は前回と同一です。オーバーシュートは改善されていて、ま、この程度なら許容範囲としてもいいかもしれません。

　いままでの検討で、IF系のリプレースの候補は、AD603×３で１段目と２段目の間にパスバンドチューニングをかまそうかなぁと思っていますが、いろいろやってみて、「これならMC1350でも大差ないや」となったら変更しないかもしれません。ま、やってみないと解りません（笑）。

Ⅲ.送信アップ/ダウンコンバージョンミクサー

　次に送信ミクサに移ります。工作の方針は特に定まるところはなくて、気になっているところをつついていくので、気まぐれであちこち飛びます（笑）。

　気になっているところと言えば、特性上特に問題と思っているわけではないのですが、メイン機の２階建て部分のパーツのうち、SMAコネクタ＆金属ケース入りパッシブDBMというのが、どうにも不細工で何とかしたいところです。

メイン機に使われたパッシブDBM

　このDBMは埼玉の軍用ジャンクのお店で仕入れたか。。。ちょっと入手先は忘れてしまったのですが、なぜこんな形で、採用＆設置したのか理由が思い出せません。なので、格好の点からという理由ではありますが、代替品を見つけたいと思います。この辺りの代替品は、以前、８バンドTRX（URL）をメンテナンスした時にSN76514というアクティブミクサを２SK１２５×４の高IPのミクサに代替したことがありました。この時の動作がお気に入りだったので、そっくり採用しようと思って工作を始めました。

２SK125×４のアップ/ダウンミクサ

　上図はそのノリでサクっと作ったミクサです。今回は４５MHｚ側を同調回路にしてみて特性を取得してみましたが、これは失敗に終わりました。それはＩＭＤが劣化してしまったからです。そもそもこのミクサーはFETのスイッチをDi-DBMのようにオンオフするものですから、一次側非同調（Lo Imp.)をスイッチで二次側同調(High Imp)に接続してしまっては、インピーダンスマッチングの点ではよろしくありません。よく回路を睨めば、簡単に類推できるのですが、作って動作が満足できなくて、原因を考えて初めて理解できるというのも、なんだか脳が老化した兆しがありますね（苦笑）。このあたりはPCシミュレーションでやるべき領域になっていますね。

　ちなみにIIPはダイオードDBMと同様の１６ｄBm程度でした。これでは、何のために面倒な配線をしたのかワケワカメになってしまいます。

　なので、早々にローインピーダンスの非同調タイプに戻しました。よく考えれば、アップコンバージョン側は入出力共にIFフィルタにつながるので、同調回路をミクサにつけるメリットはありません。ダウンコンバージョン側も入力は４５MHｚのＸＦで出力側は直列共振型の極めて鋭い減衰特性のバンド毎フィルタが入るので、これも同調回路をミクサに適用するメリットもあまりないわけです。

非同調型のミクサ

　ということでホウホウの体で、非同調型に戻したのが上図です。これで、ざくっとＩM特性を取ってみます。

ダウンコンバージョンミクサ（４５MHｚ→５MHｚ）




アップコンバージョンミクサ（４５５ｋＨｚ→４５ＭＨｚ）

　いずれも入力に-10ｄＢｍ×２の２-トーンを入れた場合で、ダウンコンバージョン時　ＩＩＰ３＝２３ｄBm、アップコンバージョン時　IIP3＝２４ｄBmとなりました。ロスはいずれも-３ｄB位です。まぁ、パッシブDBMよりはいい特性ですが、昔、やっていたように３1ｄBmに到達させるのは、チューニングが必要でしょう。しかし、ま、そんなにカリカリチューンしなくても、このままで、十分に使用に耐える特性ですので、ここで矛先を納めます。

　実際には、この基板を金属パッケージ＆コネクタ付のパッシブDBMの敷地に合うように裁断してマウントすることになりますね。

　今回はあまりNewな部分が無かったですが、それでも

　（続く）

　です（笑）。

＜メンテナンス再開＞　　【2022.11.2】

　この項目の前回投降が今年の４月８日みたいです。前回↑までは、来るべき大幅改造に備えて、その材料になるモジュールをしこしこ作っていましたが、ここに来て、一気に仕上げにまで持っていこうと重い腰を挙げました。というのも、なにか新しいものはないかといろいろ情報をあさって、候補があれば飛びつくＰＷＺとしては、大変に重要ではあるのですが、なんとなく気乗りのしない既存機のメンテナンスは、「そそる」アイテムではないのです。

　しかしながら、この機種は作って１４年が経過してしまって、かなり「今の流行」からはかけ離れています。これまでは、気になっていたデバイスを単独で動作させて、気に入ったらこの機種における同じ部分を置き換えようか・・・なんてのんびり考えていました。しかし、これを続けていると、いつになったら終わるか分からないので、決め打ち的に更新箇所を特定してしまって、とにかく先に進むことを考えます。

　ということで、ザクっと「まとめに向けて」以下のごとくリストアップすることにしたいと思います。

①シンセサイザはできる限り変更しない。但し、３つあるローカルの基準信号は共通化する。
　アップコンバージョンローカルは、製作当時はどえらい苦労をしてやっと仕上げたものなので、思い入れも多く、Si5351で一丁上がりにはしたくない思いが強いため、なんとか、原型を大幅に改変することなく使いたいです。形式は基準信号にＤＤＳを用いたアナログＰＬＬです。

②２ｎｄ　ＬｏｃａｌとＢＦＯは独立のＸｔａｌだったが、これはＤＤＳ化する。
　このＤＤＳの基準信号は①に用いたＤＤＳの基準信号と共通化して、全ローカル系を同期させることにします。

③ディジタルモード対応として、７/３．５ＭＨｚのＵＳＢを送受信できるようにする。

④終段ＬＰＦ、受信ＢＰＦの変更しなくて良い１８ＭＨｚを追加する。
　ＴＸのプリドライバー前のスプリアス除去用の急峻なＢＰＦは追加せざるを得ませんが。

⑤Ｔｅｅｎｓｙ４．０を用いたＤＳＰユニットとインターフェースする。
　この項目で書きますが、ゼロＩＦ方式のＳＤＲをＴｅｅｎｓｙで作ることは諦めて、ＲＦ特性のしっかり出る本機のＩＦ以降のＤＳＰユニットとしてインターフェースします。このＤＳＰユニットは本機とは別個の筐体に収容する「アダプタ」形式を採用する。
　
　とりあえず以上のような構成で考えてみます。

　まず一番先に確認したのは、DDS-PLLで構成したアップコンバージョンローカルのプログラム修正可否です。なにを言ってるのかと思われるでしょうが、ここのプログラムコードは、なんと大昔のPIC BASIC COMPILERで書いているのです。これを動かして、PICに書き込みが出来なければお手上げになっちまいます。なので確認してみました。

　PCは、XPが動くHPのスリムタイプです。オクで中古を数K円で買ったのですが、W-7　Upgradable だったのをUpgradeしなかったという代物です。これでPIC BASICコンパイラを動かして、なんとプリンターポート！に繋がれた秋月ＰＩＣ　ＷＲＩＴＥＲ　Ｖ４．０でＰＩＣ１６Ｆ８７７（Ａではない無印８７７）なる４０ピンＰＩＣに書き込みができることを確認しました。
　

ＤＯＳで動かすＰＢＰ２３２なるコンパイラ




ＰＩＣ WRITER V4の書き込み画面




PIC　WRITER本体

懐かしいなぁ　これが動くなんて

　上記はコンパイラは１９９８-２０００とかタイムスタンプが打ってあるので、４半世紀前！の骨董品です。なんとこのコンパイラは基本がTiny BASICなので、３２ビットの演算ができません。ロータリーエンコーダでDDSをインクリ・デクリする周波数データを、そのままでは扱うことができないのです！なので、４バイト加減算ルーチンを自作したりで大変苦労したのを覚えています（笑）。一応動作は問題なく、こんなものでもプログラム作りができるのは面白いですね。

　以下の写真はメイン機の現状写真を示します。上面とシャーシ内下面の様子です。上面は大きな基板が２階建て構造になっていて、２階に主に送信部、１階には主に受信部を構築していますが、今回は上面部の改修がメインになります。

メイン機の２階（TX部）の様




メイン機のシャーシ下面（アナログPLLシンセサイザ）の様子

　これを見ると、配線の嵐で、若い頃はよくもまぁくじけずに配線していたものだと感心してしまいます。この配置を見ると、下段のRX部も含めていままで更改を検討してきたモジュールが搭載できるかどうか解りません。なので、先に①～⑤で提示した方針で改造するのがせいぜいだろうと思われます。

　というところで、まずは本機のヘルスチェックから行います。これを作ったときは使っていたスペアナはMS61１Aで、当時としてはプアマンズHPと揶揄されながらも比較的良好なC/N（確か－１０８ｄBC/Hz＠１０ｋHz）だったので、これで見ておけば、まぁ問題がないと思っていましたが、その後、高性能なスペアナを仕入れたので、どんな感じに見えるのか楽しみでした。
　

アップコンバージョンローカル（３．５MHｚ、Ｆｏｓｃ＝４８．５ＭＨｚ）




アップコンバージョンローカル（３．５MHｚ、Ｆｏｓｃ＝４８．５ＭＨｚ）のＣ／Ｎ

　まずこれを見ると、近傍の帯域内に落ちて来るノイズは見当たりません。±５ｋＨｚ近辺が少し盛り上がっていますが、まったく影響はありません。４８ＭＨｚ帯の自励発振器をＰＬＬしたものですが、けっこう綺麗なスペクトラムです。これをＭＳ２８３０のオプション機能のＣ／Ｎ測定プログラムを起動させてみたのが２枚目です。SSB帯域である３００～２５００Hzオフセットでは０－１００ｄBC/Hz近辺なので、帯域が２２００Hｚとすれば３３ｄＢアップの－６７ｄＢＣとなってＳＳＢ通信機としてはまったく問題の無いレベルです。

　以下、VCOをHF高域側に切り替えた場合と５０MHｚを選択した場合のスペクトラムとＣ／Ｎを示しておきます。

アップコンバージョンローカル（１４MHｚ、Ｆｏｓｃ＝５９ＭＨｚ）




アップコンバージョンローカル（１４MHｚ、Ｆｏｓｃ＝５９ＭＨｚ）のＣ／Ｎ




アップコンバージョンローカル（５０MHｚ、Ｆｏｓｃ＝９５ＭＨｚ）




アップコンバージョンローカル（５０MHｚ、Ｆｏｓｃ＝９５ＭＨｚ）のＣ／Ｎ

　流石にＬＣ発振器で５０ＭＨｚ用に９５ＭＨｚとかいう高い周波数を発振させるとＰＬＬとはいえノイズが上昇してきます。しかし、まったく静かな５０ＭＨｚを受信していても、ローカルのノイズが気になるなんてことはありません。なので、ローカルに関しては更改の必要はないのではと判断しました。

　もっともこの部分は、ＳＩ５３５１とかＡＤ９９５ｘとかのデバイスが無い時代に設計・検討していました。作り始めた当時（２０年前！）、ＳＳＢ用としてアマチュアにも利用できる発振器はＶＸＯか低い周波数のDDSがせいぜいでしたので（さすがにFree　RunのLC発振器は２０年前でも時代遅れでした）、ま、よくやったものだと自画自賛しています。

　次のヘルスチェックは、キャリやサプレッション（以下キャリサプと称す）、サイドバンドサプレッション（以下、サイドサプと称す）IMD３、スプリアス（近傍、広域）です。順に見ていきます。以下は７MHｚ帯におけるキャリサプとサイドサプです。

キャリサプとサイドサプ（７ＭＨｚ）

　キャリサプが－５６ｄＢ、サイドサプは検出できずでした。キャリサプは、まぁ、ダイオードＤＢＭで、以前の調整以降触ってない（調整していない）ですからこんなもんだと思います。周波数が低いのでけっこう安定していますね。サイドサプが良好なのは、メカフィルの良好な帯域外減衰量のおかげだと思います。キャリサプは今後DSP処理で経時安定的改善を期待するので、このあたりにしておきましょう。これらの特性に周波数（バンド）依存性はありません。

　次はIMD3です。

IMDの様子

　上図は１０WPEP時のIMDの様子です。RD16HHF1のPPですから１０WPEP程度では、このくらいのIMDになると思います。そういや、昔は終段をVN66AFD×２で動かしていましたので、Drain損失が小さくてよく飛ばしていましたっけ。その点RD16HHF1は丈夫で、飛ばした記憶がありません。おっと、横道に逸れました。

　次は近傍スプリアスです。

近傍スプリアスの様子（スパン１０MHｚ）

　これも、あまり褒められたものではありませんね。４５５ｋＨｚのイメージ（９１０ｋＨｚ離れ）ですが、アップコンバージョンＩＦ（４５ＭＨｚ）のフィルタがＭＣＦの２素子のものを２段連ねていますが、イメージ周波数（９１０ｋＨＺ離れ）に於ける減衰量があまり大きくないため、スプリアス比が－５７ｄＢと、そこそこの値になっています。ま、特段問題にはなりませんが。

　そして、広帯域のスプリアスは以下のようです。

広帯域スプリアス（スパン４０MHｚ）

　スパンを広げて、５倍波まで見ていますが、先の近傍スプリアスを除けば－６０ｄＢ以下なので、ま、問題は無いでしょう。

　さて、ここでバンド切り替えについて述べておきます。

バンドスイッチの様子

　これは現行のバンド切り替えSWの様子です。青色のバンドがハムバンドで送信可能です。その他は帯域が２MHｚの受信専用バンドです。このうち１７-１９ＭＨｚに関しては１８ＭＨｚのバンドを追加しようと思っています。12接点があるので、あと２バンドは追加可能なのですが・・・・

　さて、次は、BFOの改修に掛かりましょう。ここはXtalで453.5ｋＨｚと456.5ｋＨｚのＵ／ＬＳＢ用Ｘｔａｌ発振器を用いていました。なんとＨＣ－６Ｕなる大昔のパッケージで、多分、これは分解してしまったＦＬ４００かＦＬ１００Ｂあたりからサルベージしたものです。これだと、ＤＳＰ用に１１ｋＨｚ周波数シフト（発振周波数は４４４ｋＨｚ）させたりする芸当ができませんので、当然のことながらＤＤＳでやることになります。そのＤＤＳですが、対象が低い周波数なので、なるべく小型のＤＤＳということで、ＡＤ９８３３の一択でしょう。

　これはＡｌｉで安価に手に入って、パチモノという話も聞かないので採用しました。

元のＢＦＯ（４５３．５/４５６．５ｋＨｚ）




ＡＤ９８３３とＡｒｄｕｉｎｏ　ＰｒｏＭｉｎｉによるＢＦＯ

　コントロール法はあまりに簡単で、Ａｒｄｕｉｎｏ　ＰｒｏＭｉｎｉを使って、４５３．５ｋＨｚ（ＵＳＢ）　４５６．５ｋＨｚ（ＬＳＢ）　４５５ｋＨｚ（ＡＭ）　４４４ｋＨｚ（ＤＳＰ用３ｒｄ Ｌｏｃａｌ）の周波数を生成します。もとのモジュールとリプレイス可能なように、同じ大きさに作り込みました。目につくのは、ＤＤＳ出力にＦＭ用のセラフィルが追加されていることで、これでクリーンアップすることを期待しています。発振スペクトラムを見ていきましょう。

ＤＤＳ出力（４５５ｋＨｚ）




ＤＤＳ出力（広帯域）




フィルターでクリーンアップしたＤＤＳ出力（広帯域）




フィルターでクリーンアップしたＤＤＳ出力（広帯域）

　ということで、スペクトラムが綺麗になったので、フィルタの出力に２ＳＣ１４２６なる太古のＣＡＴＶ用ＴＲでエミッタフォロワを繰り込んで、周りをシールドして、完成としました。たかがＢＦＯ（３ｒｄ Ｌｏｃａｌ）ですが、けっこう手間が掛かっています。

完成したＢＦＯモジュール

　ということで、BFOの動作を実際にRXに実装してみてみます。まずは４４４ｋHzを発振させて、このBFO出力を供給するDBM（SSB時は復調器、DSP時は３ｒｄ　Ｍｉｘｅｒ）に供給してＡＦ帯を見たのが以下の図です。）

ＩＦ帯域がワイドを選択して３ｒｄ　ＩＦ＝１１ｋＨｚにダウンコンバージョンした場合のスペクトラム

　ＩＦ帯域が雑音で盛り上がっていますが、３ｒｄ ＩＦは１１ｋＨｚに選んであるので、２０ｋHz位の帯域を通過させていることが解ります。このフィルタはFM用のもので、以前、ここで特性を見ています。この１１ｋHzのIFは、このあとTeensy４．０で作ったDSPアダプタに入力してディジタル処理を行うのですが、詳細については後述することになります。

　同様に、BFOが４４４ｋHzの発振周波数の場合のAM用セラフィル、SSB用のメカフィルに信号を通過させた場合の様子を以下のように載せておきます。DSP処理を考えるといずれのフィルタを通過してもOKですが、帯域を狭めれば、耐妨害波特性は良くなりますが、音質はそのフィルタを通した場合以上にはなりません。

　今回はDSP用には音質重視というか、場合によったらFMも復調可能とするかもしれないので、広めのフィルタを使うこととします。もちろん、DSPを使用するときは、上記のいずれも使えるようにできるので、その特性変化と音質＆耐妨害波特性の違いを楽しむこともできます。これはけっこう楽しそうですねぇ・・・・え？そんなの決め決めでいいじゃん・・ですか？いや、私はこういう検討が楽しいので悪しからずです（笑）。

３ｒｄ IF＝１１ｋHz時のAMフィルタ通過特性




３ｒｄ IF＝１１ｋHz時のSSBフィルタ通過特性

　さて、長くなりましたので、ここらで一回切り上げることにします。



＜仕上げ＞　【2022.11.27】

　さて、そろそろ今回で仕上げてしまわないと、後から立ち上がったＳＴＭ３２に追いつかれてしまいます。なので、ざくっと行ってみたいと思います。

　先の投稿に洩れていたのか、以下のようなデータが残っていました。AMがちゃんと出るか確認したかったのでDBMにDCを印加するタイプの低レベルAM変調器の動作を確認しておきます。

　

変調器のスペクトラム




終段出力の100％変調信号





Final出力のスペクトラム

　出力はたしかキャリア出力が２．５Wでした。PEPが１０W程度のFinalですから、こんなところです。AM信号としてはまぁ、ギリOKてな感じですね。このあと２００Wリニアを付けて、AMの５０W出力が出るか確認したという塩梅です。このあと、実際にDSPのAM変調波をリニアで増幅した写真も挙げます。

　さて、次は45.455MHｚの第二Ｌｏｃａｌです。これはＲＸ時においては、第一ＩＦの４５ＭＨから第二ＩＦの４５５ｋＨｚＦに周波数変換するとき（ＴＸ次はこの逆）に用いるものです。ここは、冒頭に述べたように、ＤＤＳを使います。

第二Ｌｏｃａｌに用いるＡＤ９８５１




第二ローカルの構成要素

　ＤＤＳは基準クロックをアップコンバージョンローカル（ＤＤＳ－ＰＬＬ）のＤＤＳクロックに用いた１６７．７７２１６ＭＨｚを共用して、ＡＤ９８５１を用いて作ります。写真はだいぶ前にＥｂａｙで買ったＡＤ９８５１モジュールです。当時は基板に搭載されるクロックジェネレータの信号純度が劣悪で随分と物議をかもしたモノですが、今回はクロックが外部供給ですので、搭載クロックははぎ取ってしまいますので問題は生じません。この写真には直列共振型のＢＰＦで帯域制限しようと考えていたようです。コントローラは、ＡＶＲ（ATmega88-20）でＢＡＳＣＯＭを用いて単一周波数生成のプログラムを書き込んであります。

　最終的には下の写真に示すように、並列共振２段のＢＰＦに変えて搭載しました。これは直列共振型は周波数が高くなると、バンドを狭めようとするとロスが大きく、ＤＤＳはＳｉ５３５１のようにスペクトラムが汚くないので、若干ブロードな並列共振型でもいいかと思ったからです。

最終的な形状




ＤＤＳのクリーンアップに使った並列共振型ＢＰＦ





第二Ｌｏｃａｌ発振器の近傍Ｃ／Ｎ特性

　これを見ると、十分な近傍特性が得られて居ます。問題となることは無いと思われます。

　次に着手したのが、１８MHｚのＢＰＦです。これは送信第二ミクサーの出力に用いるもので、今回、ＴＸは２１ＭＨｚの終段ＬＰＦが１８ＭＨｚにも共用できます。バンド選択スイッチが１８ＭＨｚでは、以前は受信のみだったのを送信もできるようにしようとこのＢＰＦを設置するものです。

直列共振型１８ＭＨｚＢＰＦ




直列共振型１８ＭＨｚＢＰＦの特性

　この程度の周波数領域では直列共振型のＢＰＦは理想的な特性（ロス＆帯域外減衰量）が得られます。本当に気持ちのいい特性です。このＢＰＦにはバンド切り替えリレーがついていて、下図に示すように、ＴＸミクサーのあとの帯域制限回路に無理やり押し込んでいます。ちょっと無茶をしましたが、このような結線法では、フィルタの特性はほとんど乱れません。まぁ、乱れても、トラッキングジェネレータ出力とスペアナ入力のケーブルを延長して、ざっくりと測定すれば、微調整で完全な特性になります。

ＢＰＦの実装の様子

　さて、ここまでこまごましたモジュールを弄ってきましたが、途中の方針転換によって、使わなくなったモジュールが出てきてしまいました。また、新たに実装するモジュールを如何に掲げておきます。

今回は使わない判断をしたモジュール類

送信第一/第二ミクサーとAD603/604のIF回路




今回使用するモジュール

　今回は使わないとしたモジュールですが、ミクサーやIFアンプなので、どこかで使う機会もあるでしょう。なので、またの機会に活躍してほしく思います（笑）。

　さて、最後のアイテムです。Teensy4.0を用いたメイン機アダプタについてです。以前にはTeensy4.0とQSD/QSEを用いて、ダイレクトにハムバンドの信号を生成する構成（多くの自作SDRはこんな感じの構成を取っているようです）で検討していた様子を以下に示します。　

実はメイン機の上に載せて検討していたTeensy４．０　SD-TRXの様子

　以前にも書いたように、QSD/QSEを用いてダイレクトにハムバンドを送受信する構成だと、QSD/QSEのアナログ的な安定度が十分ではないため、無線機として満足しなければ恥ずかしい諸特性（キャリアサプレッション、サイドバンドサプレッション、イメージ受信抑圧等々）を安定的に「まともな値」で実現するのは困難でした。腕が悪いと言われればそれまでですが、クリティカルな特性を維持する努力はあまり生産的とは言えません。なので、ここは、ＲＦ特性が不安定になりがちなゼロＩＦ+ＱＳＤ／ＱＳＥの構成は諦めて、Ｌｏｗ-ＩＦ構成を取ることにしました。

Ａｕｄｉｏ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｔｏｏｌ　によるＬｏｗ－ＩＦ　ＳＤ－ＴＲＸの構成

　上図はＬｏｗ－ＩＦ方式のメイン機アダプタの構成です。２ＣＨのアナログ入力（A_Ｉ）のうち上側が受信入力で、メイン機のＢＦＯを４４４ｋＨｚとして、取り出した１１ｋＨｚの信号を取り込みます。この信号を９０度位相差のある１１ｋHzのLocalと乗算して、I/Q分離しながら音声帯域に変換し、各々を９０度の位相差のある複素BPFを通過させて合成することでSSB復調をします。USB/LSBの切り替えは11ｋHzのLocalのI/Qを入れ替えて実現します。

　この構成はアナログ入力が１１ｋＨｚのＳＤＲと同じで、ＱＳＤに相当するのが１１ｋＨｚのＬｏｃａｌと乗算器というわけです。ＱＳＤではＩ／Ｑチャネル感のレベル偏差でイメージ受信抑圧量が押さえられてしまいますが、本機の場合、全てが「演算」なので、アナログ的な誤差がありません。これがイメージ受信抑圧が良好になる理由です。

　同じパスでＦＦＴを実施して0-22ｋＨｚの帯域のスペクトラムを得ます。Ｂｉｎ数は１０２４に選びました。以前は２５６でやっていましたが、これでは流石に分解能が不足しているように見えたからです。この表示については後で動画に示します。

　Ａ_Ｉ入力の下側がオーディオ信号のインプットで,、受信と同じ特性の複素ＢＰＦを通過させて、０．３～２．８ｋＨｚに帯域制限され、かつ９０度の位相差を生成することになります。これらと９０度位相差を有する１１ｋHzのLocalと乗算され合成されて、１１ｋHzに置けるSSBが生成されます。USB/LSB切り替えは受信の時と同様となります。

　このような構成でTeensyは動いているわけですが、実は送受信動作が完全に独立して、並列で動いています。実際の送受信切り替えは、メイン機の送受切り替えに頼っており、入力に送受信信号が入れば、Teensyはせっせと変復調動作を行っています。

　さて、まずはバラックで特性を確認しておきましょう。アダプタとしてケースインする前に、様子を見ておく必要があります。

狭帯域のスペクトラム（７MHｚ）




IMDの様子（７ＭＨｚ）




２００ｋＨｚスパンの様子

　まず１枚目は７ＭＨｚでの狭帯域な状況です。キャリアが-60ｄＢ程度観測されてちょっとアレ？ですが。まぁ、これは経年劣化しないので良しとします。また、サイドバンド抑圧は－７３ｄBなので、これでいいでしょう。左端に－６５ｄB程度のSpur.が見えますが、これは４４４ｋHzの第３ローカル（BFOと同じ位置）の洩れです。値的には問題無いのでこのままにしておくことで妥協します。

　２枚目のIMDはPEP１０W時の様子です。比較的低い－４５ｄBのIM3が得られており、旨く動いています。

　３枚目は帯域を少し拡大してスパンが２００ｋHzで見た様子です。目立つSpur.も無く、ほっと一安心です。これ以上の帯域では、既にスパンの広いデータを示しているので、これと同じと考えてください。

　以下に５０MHｚの様子を示します。５０ＭＨｚは単なるアッパーコンバージョン（アップコンバージョンとは違いますよ、解りますか（笑）？）なので、ちょっと様相が異なるのであえて別にデータを取っています。

50MHｚでスパン２００ｋＨｚのＳｐｕｒ．




５０MHｚに置ける送信ＩＭＤ

　１枚目はシングルトーンの様子ですが、特に問題となるＳｐｕｒ．も見当たりません。２枚目はＩＭＤですが、ＨＦと同じく１０ＷＰＥＰですが、ＩＭＤの様子は悪化しています。値を見るとギリギリＯＫかな？というレベルですが、とりあえず良しとしましょう。

　さて、バラックのSDRアダプタのメイン機への適合性が「良し」となったようなので、このモジュールを独立させる算段に臨みます。最初はどんな仕上げにしようかと悩んでいたのですが、以前に作った２バンドポータブル機に習って小型の平型ケースに収容することに決定しました。ということで、パーツを集めたのが以下の図です。

ケースと操作用のつまみ類を購入する




加工して各パーツを固定してみる

　今回、パーツを購入するの当たって苦慮したのが「つまみ」です。私は昔の八重洲の無線機に用いられていた「FTつまみ」が好きなのですが、多く使う２５φのFTつまみは、とっくに生産中止になっていて市場から払底しています。ジャンクの若干汚れたモノで良ければ、手持ちで無いことは無いのですが、今回は新しいDSPを用いた信号処理モジュールですから、新しい感覚でスタートしたいものです。ということで、カラフルなつまみを使ってみることにしました。

　実際２枚目の写真のように、今までのPWZの作風とはちょっと異なるポップな仕上がりになっています。これはこれで「アリ」かなと自画自賛してしまいました。

穴あけ失敗したLCDカバーの残骸---26




内部の様子

　実は、２．８インチのメインディスプレイをどのように固定・表示しようか迷っていたのですが、出来ればSDR-３のように、前面パネルにネジ止めするような形で実装したいと思っていました。ところが、１枚目の写真にあるように四隅に固定用のネジ穴を開けようとすると、かなり高い確率で割れてしまいます。４枚もの割れたアクリル版を見て、今回はこの方法は諦めて、「はめ込み合成？」用にアクリルカバーを加工しました。様子はこのあとの動画を見てください。

　このアダプタ内部はTeensy4.0とAudioボードの基板とその周辺回路並びにAC電源を実装しようと、二枚目写真のように考えて居ました、しかし、途中でひよってしまい、電源の搭載はキャンセルして、外部電源（実験用）からフィードすることにしました。ま、あこの程度の機器に大げさに電源を実装することもないだろうとの判断です。

　さて、SSBはいいのですが、この当時SNSで話題となっていたAMについて書いておきます。Teensy　SDRは主にSSBを想定してプログラムの構成を考えてありますが、ちょっと工夫するとプログラム構成を大きく変化させることなしに、AMを簡単に送信することができます。

AM送信の場合のプログラム構成

　上図では、AMの生成法として、キャリアと音声帯域信号を乗算して、キャリアの無いDSBを生成させて、それにキャリアを加える形でAMを生成できることを示しています。AM Pathと書いてあるのがキャリアを加えるパスで、SSBの場合はAdderの入力においてAM Pathのゲインをゼロにして(AdderはCH毎のゲインが設定可能）、いままで通りのSSBを発生させます。AMの場合はAdderのどちらか一方DSB変調信号吞みゲイン＝1、また、AM Path　のゲイン＝１としてAMを生成することができます。

　これを用いて５０MHｚでキャリア出力５０ＷのＡＭ（尖頭値は２００Ｗ）を生成してみたのが下図です。メイン機の出力にいつもの２００Ｗリニアを繋げて出力させてみます。

いつもの２００ＷＰＥＰ　ＶＲＦ１５０ｐｐリニアアンプ




キャリア出力５０Ｗの１００％変調ＡＭ信号の時間波形




キャリア出力５０Ｗの１００％変調ＡＭ信号のスペクトラム

　１００％変調の時間波形をみると、綺麗な変調が掛かっていることが見て取れます。包絡線のピークの部分と谷の部分のカーブが相似形で歪も少ないように見えます。ところが、スペクトラムで見ると、側帯波の高調波が見え始めて居ます。-28ｄＢ程度は確保できているので、そんなに問題にはならないと思われますが、時間波形で綺麗だと思っていても、スペクトラムでみると歪が少しですが有ることが見て取れます。

　ということは、時間波形で「なんだかひしゃげている」というな場合、スペクトラムを見れば、変調指数の小さなＦＭのようなスペクトラムになっていることが多いです。ネット上にはＡＭの時間波形は溢れかえっていますが、まぁ、まともなのはあまり多くありません。こんなことを書くと「嫌らしい奴だ」と思われるかもしれませんが、これは「事実」なので仕方がありません（笑）。

　と、一応のＤＳＰアダプタの動作を見てきましたが、まぁ、なんとか動いて居るようです。最終的な前面デザイン（文字入れ後）と７MHｚの受信動作を動画で示しておきます。動画の音量がミスって小さめなので、適当にゲイン調整してお聞きください。

　これで、一応の目的は達することが出来ました。ここらで、メイン機の改修、Ｔｅｅｎｓｙアダプタに関しては切り上げようと思います。

　次は、久々に大物真空管で遊ぶか、あるいは今注力しているＳＴＭ３２の話にするか、ちょっと考えてみたいと思います。

メイン機と共に




７ＭＨｚの受信風景