Teensy4.0の外観
| Teensy4.xによるSD-TRX 【2022.7.6】 |
Teensyなるモジュールを最初に見つけたのは2021年の夏の事でした。当時は、NucleoF446なるArm4コアの入ったチップでSDRもどきを弄っていました。これで、基本的な作業はできるようになったのですが、A/D D/Aが１２ビットだったので、D-rangeに関しては満足していませんでした。浮動小数点演算がDSP処理においてかなり実用的に扱えたのは大きなメリットではありましたが、以前に弄っていた本物のDSPに比べると、妥協せざるを得ないところが多く、「これで練習を終えたら、16bit以上が扱える処理チップが欲しいなぁ」と漠然と考えていたのです。
そんな時に目に留まったのがTeensy４．Xでした。これはなんとArm7コアでFPUも搭載されており、驚くべきはクロックが600MHｚと圧倒的なこと（不足ならオーバークロックも可能）でした。ＯＳはＡｒｄｕｉｎｏの拡張版Ｔｅｅｎｓｙｄｕｉｎｏで、最近やっと少し慣れてきたＣ/Ｃ＋＋をベースにしているので、とっつきやすいことこの上無しです。似たようなモジュールではラズパイもＰｉｃｏの登場で組み込み用にはかなり魅力が増してきましたが、私は、もうお腹いっぱいで、当分は浮気する余裕がありません。
良く調べてみると、Teensy3.Xはだいぶ以前から海外のSDR界隈では使われていたようですが、日本においてはそういったアクティビティが見当たらなくて、あまりポピュラーでは無かったようです。そこにきて、Teensy4.Xは大幅な能力強化がなされたので、やはり海外ではありますが、本格的なSDRであるT41-EPにも採用されるに至ってSDRとしては確固たる位置を占めたように思います。
能書きはさておいて、私も、懸案だった１６ビットの少し高速な処理系が手に入るというので、喜々としてこれを弄り始めました。その経緯を少しづつ纏めておきたいと思います。
Teensy4.0の外観
Teensy4.ｘはPJRCというLLC（有限責任会社）から発売されている、ARM Cortex-M7が搭載されたモジュールで、特に4.0の方は非常に小型です。にもかかわらずＡｒｄｕｉｎｏ ＰｒｏＭｉｎｉ以上Ｎａｎｏ以下の大きさで、ＦＰＵ搭載のＡＲＭ７が600ＭＨｚで動くというのですから、破格の代物です。趣味で弄るには「かなりの上玉」と言って良いですね。
Teensy4.0のパフォーマンス
上図はTeensy一族のベンチマークテストの様子でPJRCのサイトからの転用です。Teensy4.0はArduino Mega（16MHｚ？）の330倍ものパフォーマンスがあるとしています。Ｍｅｇａ/Ｎａｎｏ/ＵｎｏはＡＶＲですから殆ど同じと考えると、とんでもないスピードを有していることになりますね。語長もクロックも比較にならないので、Ｔｅｅｎｓｙ4.0は信号処理を余裕を持って実行することができます。これならば、しばらくの間、ＤＳＰ処理を楽しむプラットフォームとして遊べると思っています。
実行速度に関して言えば、このTeensyduinoなるOSですが、標準でOver Clockをサポートしています。これは画期的なことで、クロックの変化に応じてマイコン内部処理のタイミングを合わせて、固定のタイミングの処理（Serial通信処理とか）もきっちり合わせていくようなので、動作が確実なようです。TeensydionoのプルダウンメニューのCPU速度のタグを見ると、600MHｚが標準で、720，816，912，960，1008ＭＨｚが可能とあります。912MHｚ以上はＣｏｏｌｉｎｇ処理が必要とかいてありますが、70％近いOver
Clockができるなんて、素敵じゃないですか。最高のスピードだとＭｅｇａの５５４倍ものスピードが出るということですか。
さて、このTeensy4.XをDSP処理させるには、当然のことながらA/DとD/Aが必要です。最初は不慣れなので、出来合いのシールドというかボードを求めました。PJRCの用意したボードはSGTL5000というCODECを使っており１６ビットの入出力が可能です。
Audio Shield
このボードがマイク、Line入力とLine出力を有しています。また、音源保存用のSDメモリーI/Oも搭載されているので、何かの応用に使えるかもしれません。Teensy4.0との結合は長いピンを有するピンソケットを用いて、高床式？にTeensy4.0をAudioボードの上側で着脱可能なようにしてみました。これが以下の図です。
Audio Shieldの基板への取付
使った基板は秋月で売ってる両面スルーホール基板です。 実は、最初がごく少数のI/Oが付けばいいやと思っていたので、Teensyduinoにある評価用スケッチを動作させるための入力として、３つのプッシュボタンSWと２つのVRを付けた両面基板をに先のスルーホール基板を乗せてみました。
Ｔｅｅｎｓｙ評価用ボードの様子
ついでに、そのうち使うだろうと考えられる一番高い可能性のあるTFT LCD(2.8inch ILI9341）も配置してあります。この程度のペリフェラルがあれば、とっかかりには十分でしょう。これで、まずは動作をさせてみます。
DSBとランダムノイズ
上図はFs＝44.1kspsで、ためしに11ｋHzのキャリアを1ｋHzのトーンでDSB変調した波形を作ってみます。いずれの信号もDSP内部で生成して乗算し出力しただけです。キャリアは全く洩れませんから、10/12ｋHzの2-Tone波形と等価ということになりますね。下側の波形はランダムな数値を発生させたものです。それっぽく出力されています。さて、次はフィルタの設計ができるようにしないといけません。
T-Filteｒによる簡易なフィルタの設計例
FIRフィルタの係数を計算するツールはあまたあります。三上さんのツールもかなり有効なツールです。今回はこの界隈では良く使われているT-Filterというツールを使ってみることにします。もう、一年近く前の事なのでどういう経緯で見つけたのか失念しましたが、当時は三上さんツール以外にも計算ツールがないか探していて見つけたようです。これ以外にもIowa大学の強力なツール（そのうち紹介します）とかもありで、FIRの計算は随分楽になりました。
おっと横道に逸れました。上記のフィルタは特に目的も無く、とにかく、計算した結果が実際の特性に反映されるかどうか確認するための練習材料です。なのでTap数も２０と、極めて少ないブロードなフィルタです。このツールで DESIGN FILTERボタンを押すと、右側に（図では非表示）に係数がずらーっと書き出されるので、それをFIRの係数に埋め込めば終了です。
で、Teensy4.0 with Audio ShieldをAPB-3のスカラーネットアナ機能で特性確認したのが以下の図です。
APB-3による確認
これを見ると設計通り特性が実現できていることが解ります。これで、Teensy4を使う準備が出来ました。
次にいつもの位相器を作ってみることにします。１００TapsのI/Q間９０度位相差を生じる位相器で、たしか帯域は１１ｋHz±５ｋHz位に決めたと思います。これに１１ｋHzの信号を突っ込んで出力信号に９０度位相差を確認しています。
９０度位相差信号の生成
ここまでは簡単なので、ふんふんと進みます。しかしながら、高次のFIRができないと、SSBのTRXを作ることはできません。なので、以前のNucleo F446ボードで弄っていた、帯域内９０度位相差のある複素BPFを作ってみます。以前とやりかたは同じです。0-1.2ｋHzのLPFのデータを中心周波数が11ｋHzの複素BPFに変換します。こうしてできたI/QのBPFを「カスケード」に繋いでF特を測ったのが以下の図です。
複素BPFのカスケード接続
実は、わざわざこんなことをするのは、４００次相当のFIRのD-rangeを見たかったからです。一応８０ｄB以上取れているように見えますが、以前弄っていたTIのDSPに比べて、D-rangeは１０ｄB位悪いような感じです。理想を追及するとキリがないので、最初はこの程度から進めて見ることにします。
＜ベースバンド処理の復調器＞ 【2022.７.30】
まずは、Teensy を弄るうえで、極めて便利なAudio System Design Toolについて見ていきます。といっても、詳しくはPJRCのサイトを参照してみてください。ここでうだうだ書くよりは、オリジナルサイトの説明を見た方がいいでしょう。一言でいうと、いろいろな機能ブロック間の結線を描画するだけで、ＤＳＰの動作コードを生成してくれるという優れモノです。コードをしこしこ書くのに比べると、動作が直感的に解って、間違いも少ないのでおすすめです。ただし、用意される機能ブロックに制限があるので、ＧＮＵ Ｒａｄｉｏのように、「やりたいことは殆どできる」というレベルでもないのですが、ま、ＤＳＰの入門用「には」格好のツールと言えるでしょう。しかしながら、簡単なＳＤ－ＴＲＸくらいなら、十分に実現できるので、まずは、これの活用を前提に進めていきたいと思います。
ベースバンドＲＸの例
上図は、ＱＳＤ（Quadrature Sampling Detecter)なる直交復調器の出力から得られるＩ／Ｑ信号を入力してＳＳＢ復調する機能を示しています。QSDからのI/Q信号はI2S2で、A/D変換されてからTeensyに取り込まれ、その後、二本のFIRフィルタを通過後、Mixer1で合成（加算）されます。その出力をがI2S1でD/A変換されてAudio信号が復調されることになります。この図をExportすると下記のようなコードが得られます。
AudioInputI2S i2s2; //xy=177,511
AudioFilterFIR myFilterL; //xy=374,387
AudioFilterFIR myFilterR; //xy=376,636
AudioMixer4 mixer1; //xy=587,512
AudioOutputI2S i2s1; //xy=781,518
AudioConnection patchCord1(i2s2, 0, myFilterL, 0);
AudioConnection patchCord2(i2s2, 1, myFilterR, 0);
AudioConnection patchCord3(myFilterL, 0, mixer1, 0);
AudioConnection patchCord4(myFilterR, 0, mixer1, 3);
AudioConnection patchCord5(mixer1, 0, i2s1, 0);
これをスケッチのSetup Loop 以外の場所に記述しておけば所定の動作を行うことができます。このあたりは、Teensyのスケッチ例を見ながら、自分なりに弄り込んでいけばなんとなく解るようになります。
QSD（FST3253）の様子
なんだか初段OPAがソケットに入っていない写真だなぁ（苦笑）
さて、次に上図のようなＱＳＤを作り、Ｔｅｅｎｓｙ4.0につなげて簡単な受信機を作ってみることにします。このＱＳＤはお世話になっているＪＦ３ＨＺＢ上保さんの回路図をそっくりコピーさせていただきました。ＦＳＴ３２５３を使ったＱＳＤの使用法を結構調べたのですが、全てをバランス処理している見事な回路です。他のアンバランス処理の回路に比べて、高性能な予感がしますね。
オリジナルから変更したのは初段のオペアンプです。ここのノイズ特性は感度に直結しますので、できる限りLow Noiseな石を使いたいものです。オリジナルの回路では、OPA2134が使われていて、私も調達しようと思ったのですが在庫が無く、いろいろ調べた結果、5ｎV/√Hz以下の入力換算雑音で、さらには５Vで動作するものを探しました。NJM2068、LM4562、LT6231とかが目に入ったので、これらを入手しました。まずは、一番安直なNJM２０６８を使います。これは、大昔のCQに基板が付属していたQSDにも使われた物で、データシート上かえらは、とってもこの用途に使うには役不足と思っていたのですが、結構いい感じで動作しています。
さて、さっそくSSBのRXというか復調器を作ってみます。QSDは上記のもの、直交発振器はここで作ったものを用いて、Teensy4.0のAudio Shield経由でI/Q信号を取り込みます。そのあとは上記のコードで復調処理をするだけのお話です。いままで、何度も実験してきたので、これは簡単に進みます。ちなみにコードの中のMyFilterL/Rというのは1.4ｋHzのLPFからこの周波数を中心に複素BPF化したI/Qチャネル（±４５度の位相差を生成）のFIRフィルタです。タップ数はそれぞれ２００となります。前回の最後で紹介したFIRをカスケードではなくI/Qチャネルに用いたものです(但し今回のBPFはLPFからのシフト周波数は前回の１１ｋHzではなくて１．４ｋHz）。以下にその受信機？復調器？の感度特性を見てみます。周波数は７MHｚです。
SINAD特性
上図は復調されるＳＳＢ信号のＳＩＮＡＤ（＝（Ｓ＋Ｎ＋Ｄ）/（Ｎ＋Ｄ））を見たものです。一応Ｔｅｅｎｓｙ内部の処理は１６ビットなので、かなり感度がいいという印象です。この図の中で-100ｄBm入力時のSINADで見ると、いま改修中のメイン機の３０ｄBには及ばないものの、２６ｄBとかなりの高感度を得ています。ちっぽけなこんな基板から、大がかりなメイン機にあまりそん色の無い感度が得られるのは、すごいことだと思います。
図中の紫の×印は自作のある機器で、以前から感度わりーだろうなぁと思いながら怖くて測定していなかったブツ（笑）です。結果は思った通りで、耳SINADを測定器で確認する羽目になりました。実は、今年の初めころ、支那のµSDXもどきの完成品を入手したのですが（FBのグループでは、これはパチモンの可能性が高いぞーーーとご指摘を受けてしまいました（笑））、その感度特性を下記に乗せておきます。
支那µSDX
支那µSDXのSINAD特性
何せ支那製ですから、トンデモ物なのでしょう。-100ｄBmの入力時SINADは12ｄB近辺です。µSDXはもともA/Dと内部処理が１２ビットなので、１６ビットA/Dに比べてそれだけでもダイナミックレンジが２４ｄBも低いことを勘案すると、処理の工夫（デシメーション利得等）で、相当に頑張っているのかな？と思います。ただ、勉強不足なのかこのような感度データを殆ど見たことがないので、「純正の」µSDXはどうなのかについては、極めて興味のあるところです。
おっと脱線してしまいました。本題に戻りましょう。先ほどのSINAD特性を見ると、今回のQSD+Teesy4.0のSDRのSINAD＝26ｄB＠-100ｄBmとなります。アンテナ入力信号と復調信号の関係は線形なので、入力のS/NもほぼSINADに等しいはずです。なので、Ｎｆを簡易的に求めると
－１００（Ｉｎｐｕｔ）－２６（ＳＩＮＡＤ）－３５（2.8ｋＢａｎｄ Ｎｏｉｓｅ）－（－１７4（ＫＴＢ））＝１３ （ｄB）
となって、そこそこの値になっていることが解ります。７MHｚではＮｆが１０ｄＢ程度ならば、外来ノイズの方がはるかに大きいので、まったく問題ないレベルと言えます。
このように、ＲＦＡＭＰ無しにこの感度特性が得られるのはかなりびっくりしました。ＯＰＡをローノイズのものに変えれば、メイン来機並みの感度が得られるということじゃないですか！
これで気をよくしたので、その他の受信特性も測定してみることにしました。まずは、こういった希望周波数からゼロＩＦにダウンコンバートするＲＸの一番の問題点であるイメージ受信について考えてみます。そうです、ダイレクトコンバージョンのＤＳＢ受信機を作って７ＭＨｚとかを覗くと、混んでいる時は、ＬＳＢを受信しているつもりが、逆サイドの妨害を希望波と同じレベルで受けてしまって実用にならない・・・て奴ですね。これがどの程度抑圧できているのか見ることにします。
希望波受信時の復調出力
逆サイド信号受信時の復調出力
上図は-70ｄBmの入力を希望波としてLSB受信した場合の復調出力と、レベルは同じでSSGの信号をUSBに移して逆サイドバンドを受信した場合の復調出力の様子です。この復調信号のレベル差が逆サイド信号抑圧ということになりますね。その値は５９ｄBが得られています。７MHｚ帯ではＱＳＤのバランスも良く、比較的良好な値ですが、じつは、この特性は受信周波数が上がっていくと、どんどん劣化します。原因はＱＳＤのバランス以外にも、直交発振器の位相精度もあるようで、Ｓｉ５３５１から９０度位相差を生成する方法だと、ＨＦハイバンドではかなり厳しい値になってしまいます。ちなみに、先の支那製µＳＤＲの特性は以下のようです。
支那製µＳＤＲの逆サイド抑圧特性
この図は7/14ＭＨｚで希望信号と逆サイド信号を復調した時に同じ復調レベルになる受信信号強度「差」を見ています。先の方法と基本的には同じ測定です。復調信号レベルを一定にするか、受信信号レベルを一定にするかの違いで、いずれの方法でも、逆サイド抑圧量が測れます。上図を見ると、その値は２０ｄB程度になっています。これはどんな感じかというと、希望波受信時、希望波と同じレベルの逆サイド信号があった場合、妨害としては、希望波の1/10の電圧レベルの妨害波が生成されまっせ（当然モガモガ聞こえるでしょう）ということです。なので、支那µＳＤＲのＲＸ部はあまり褒められた特性ではありませんね・・・・ということになりそうです。
さて、ここまで来たら、測れる特性は確認しておきましょう。次はRXのIIP3を見てみます。今回はQSDにFST３２５３（５V）を使っていて、RFアンプがありませんから、かなりリニアリティは良好なのではないかと期待してしまいます。受信機のIIP3は以前に測定したことがありまして、その時に使用した実験用発振器が２台ありますので、これを使ってみます。
IIP3測定用治具の様子
この治具は２台のXtal発振器（シールドケース内）をバッファリングしてアイソレーションを稼ぎ、ハイブリッドコンバイナーで結合しています。これでも、RXの感度がいいものですから、測定系の発生するIMD３が測定誤差要因になってしまいますが、まずはこれを用いて、QSDに繋ぎこんで見ます。このRXは発振器の周波数間隔だけどちらかの発振器周波数から離調して受信します。そこに、QSD起因のIMD3が発生するからです。
FST3253のIIP３特性
AF復調出力には上図のように受信入力が低い領域（例えば－４０ｄBm以下の領域）では測定系の生成するIMD3を素直に受信してしまいますので、RXのAF復調出力は入力の２－ｔｏｎｅ信号にリニアに反応します。入力の２－ｔｏｎｅ信号が大きくなってくると、測定系で発生する歪成分（ＩＭＤ３）に加えて、ＦＳＴ３２５３の発生する３次歪成分が加わってきます。これが入力レベルで－３０～－１０ｄＢｍの領域で、この傾きは入力１増に対して３増となります。ＦＳＴ３２５３のＩＭＤ３がメジャーに領域を外挿して信号の外挿との交点を取れば、そこのX軸の値が入力換算３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）ということになります。図からは、ＦＳＴ３２５３のＩＩＰ３は２０ｄＢｍ程度と測定されました。
この値は、ダイオードＤＢＭと比較するとそれより５～１０ｄＢ高い値なので、トップアンプを使わないとすると、十分実用的な値であると言えます。このように、感度、逆サイド抑圧、ＩＩＰ３と見てきて、けっこうＦＳＴ３２５３をしゃぶってみましたが、ウルサガタにも十分に「使えるデバイス」であることが明かになりました。
＜受信系の最適化＞ 【2022.8.21】
さて、前回までに、SSBの受信ができるところまで来ました。直交DEMOのFST3253とTeensy4.0の組み合わせはかなりのポテンシャルを有することが解りました。しかしながら、ネット上では、FST3253はハイバンドになると感度が劣化するという定説があります。µSDXの情報を集めていると、その定説は確からしいのですが、解らないのは「一体どの程度劣化するんだ？」ということでした。FST3253の素子由来なのか、直交発振器として用いるSi5351の位相精度なのかも、「あまり良く解りません」でした。なので、実際にそのあたりを「つついて」見たいと思うのは、私にとって極めて自然な成り行きです。
おっと、また、能書きが長くなるので、先に進めます。その前に、このRXですが、TeensyのAudio Shieldの出力には多重帰還型のアナログフィルタを挿入してありましたので、それ込みで復調時のベースバンドのバンドパス特性を取得してみました。以下がその図です。
ベースバンド復調帯域特性
もともと、複素BPFの帯域は2.8ｋHzくらいに計算していたので、2.8ｋHz＠-3ｄBの２次のアクティブLPFをかました特性となります。アナログなので、帯域内も少し減衰が起きていてちょっといびつですが、実際上（聴感上）まったく問題はありません。XFの整合を「こかす」ととんでもないリプルが出ますが、それを放置するのに比べればこの程度の減衰はまったくノープロブレムです（大笑）。さーて、この状況で、まずはヘルスチェックです。７～２１MHｚの３バンドで入力信号対復調ＳＩＮＡＤ特性を見てみます。
バンド毎の復調ＳＩＮＡＤ特性
上図より、受信周波数があがるに連れて、感度劣化が始まることになります。１４ＭＨｚでは７ＭＨｚに比べて殆ど劣化しませんが２１ＭＨｚになると３～４ｄＢ程度劣化するようですね。この先がどうなるのかについては興味が尽きないのですが、それは、以下の周波数構成の変更後に片付けることにしたいと思います。
というのも、ダイレクトコンバージョンのごとくＤＣから受信帯域になる（もっとも複素ＢＰＦで３００Ｈｚ以下は減衰するが）と、ローカルの純度の問題で妨害が発生する可能性から、少し復調帯域をオフセットさせておこうと考えたのです。すなわち、+/-45度の位相差をもつ複素ＢＰＦではなく、ＩＦ＝１１ｋＨｚのＢＰＦで帯域制限してやろうと考えたのです。ローカル純度は１１ｋＨｚも離れれば－１００ｄＢＣ／Ｈｚ程度は楽勝ですから、まったく気にする必要はありません。
また、ＩＦ＝０Ｈｚのベースバンド処理でスペクトラルモニタを作る場合、ちょっと厄介な処理が要りますが、ＩＦ＝１１ｋＨｚとするとナイキスト帯域全体（２２ｋＨｚ）を簡単にＦＦＴできますから、処理が非常に楽になります。
ということで、さくっとＡｕｓｉｏ Ｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｏｏｌを起動して以下のような受信機をＴｅｎｎｓｙ4.0内に構成してみます。
Low IFによるSDR回路
まず、上図のｆir1/2ですが、ここではナイキスト帯域（22.05ｋＨｚ）のなるべく広い範囲において、位相が±45度になるようなヒルベルトフィルタです。次数はそれぞれ１００次で、これは、このあとＩＦを11ｋＨｚとして、そのイメージを抑圧する（１信号受信とかいいますね）ための処理が必要だからです。その信号をmixer1で合成することで、ナイキスト帯域領域で１信号受信となります。
ちなみに、fir1/2に同一の１９ｋHzシングルトーンを入力して、出力信号でリサージュを描いたのが以下の図です。まんまるになるので、位相誤差は殆どありませんね。
リサージュ波形（入力信号は１８ｋHzトーン）
ちなみに、入力が1ｋHzと１９ｋHzのｆir1/2の出力の様子お以下に記しておきます。広い帯域でしっかり９０度の位相差を得ることができますね。これはIF（11ｋHz）のイメージ低減にも十分な精度が要求されることになりますので、注意が必要です。これを考慮しないでいいのであれば、IF±数KHzの範囲でいいので、FIRの次数が少なくて大変に楽になりますが。
入力信号１ｋHzの９０度位相差信号
入力信号１９ｋHzの９０度位相差信号
mixer1の出力は、その後fir4でＬＳＢ／ＵＳＢの帯域制限をかけることになります。11ｋＨｚのキャリアを立てて、その上側（ＵＳＢ）と下側（ＬＳＢ）のどちらかを通過させるＢＰＦになります。ｆir4がこれで、とりあえず２００次のＦＩＲで、キャリアポイントの１１ｋＨｚで減衰が－２０ｄＢ程度になるように、また－３ｄＢ帯域が２．４ｋＨｚ（0.3-2.7ｋＨｚを通過）程度になるように特性を選んであります。先のmixer1の出力で複素信号処理は終わっていて、ここからは、実信号処理になります。このあたりの感覚は、実際にいろいろ弄ってみないとわからないものですが、Ｔｅｅｎｓｙでは簡単に系の構築ができるので、本当に助かります。
LSB/USB FIlterの様子
fir4を通過したＵ/ＬＳＢ信号はキャリア周波数の１１ｋＨｚと乗算されて、音声帯域に落ちてきます。あとは、３ｋＨｚ程度の８０次のfir5で音声帯域を選択して復調が完了します。以下に、実際の各モジュールを結線して受信機として構成してみた様子を示します。
Teensy４ SDR受信系の様子
なんだか直交発振器がオフバンドしている（笑）
ここでは、周波数の表示はＳｉ５３５１のＱｕａｄｒａｔｕｒｅ ＯＳＣで実行していますので、Ｔｅｅｎｓｙ４に繋がっているＬＣＤは受信レベルＲＳＳと受信スペクトラムをとりあえず表示することにします。受信スペクトラムはＩＦ帯である１１ｋＨｚをセンターにして±１１ｋＨｚの間を表示することになります。スペクトラム表示は２５６FFTを採用してみましたが、表示が荒すぎるので、後になって１０２４ＦＦＴに変更してあります。この当時はまだまだどこまでできるか解らなかったので、手探り状態でした。Ｉ
表示の様子
IF＝11ｋHzにとったので、FFTは何も考えずに、実信号処理で受信周波数±ナイキスト帯域/２（＝11ｋHz）を表示することができます。これがゼロIFになると複素FFTを持ちこまなければならないです。ライブラリの変更は厳しそう（私の手に余る）なので、このまま続けることにします。
さてここで、ハードにもどって、QSDの特性向上について考えてみます。特に、FST３２５３ではHFハイバンドで感度が劣化する問題について、改善手法を考えてみます。
そこで、まずはFST3253のハイバンド特性をざくっと見てみます。
SINAD感度特性図
上図の青線はFST3253の感度を見ていますが、２１MHｚを過ぎると急激に感度劣化が始まって、２８Ｍ以上の周波数では７ＭＨｚに比べてＳＩＮＡＤの劣化が１５ｄＢ以上にも達し（ＳＩＮＡＤ一定なら受信レベルは同じような値だけ劣化する）、まーー、あまり気持ちのいいものでもありません。アンプを付ければ補償できますが、当然、大信号入力時のリニアリティを害してしまって、この方法はあまり奨められた方法ではありません（よくやっちまいますがね）。
ということで、ちょいと趣向を変えて小信号アナログミクサーとして人気の高いＳＡ６０２でＱＳＤを構成してみます。以下は去年にＭｂｅｄ上でＳＴＭ３２Ｆ４６６を弄っていた時に用いていたミクサー（真ん中の基板）で、今回、臨時のスワップしてみました。
ＳＡ６０２のＱＳＤ
MBEDのSTM32F466の時に弄っていたQSD
これで、感度特性を見たのが、先の図の黄色線です。周波数変化に対する感度劣化は少なくなりましたが、絶対的なゲイン不足だったのか、ＨＦローバンドの感度が不足してしまいました。では、ということで、ＢＧＡ６０１に１２ｄＢのＡＴＴを後置して、８ｄＢのアンプとしたものをＱＳＤに前置してみます。それが先の図の水色のラインです。これだと、かなりの向上を見せて、ＨＦ～５０ＭＨｚまでなんとか感度劣化を少なくすることが可能です。しかしながら、なんともアナログアナログしているので、ＤＳＰの受信機のフロントエンドとして落ち着きがワルイですね。
そこで、新兵器の登場です。ＦＳＴ３２５３の類似品？に７４ＣＢＴＬＶ３２５３というチップがあります。これは、いろいろ調べていく過程で見つけたのですが、ＪＦ３ＨＺＢさんもこれに目を付けていたようで、丁度同じような時期に入手していたことが解りました（←かなりの安心材料！）。これは種類にもよりますがデータシート上は２００～３００ＭＨｚもの動作が可能とあって、ちょっと心がときめきますね。ということで、早速組んでみたのが以下の図です。今見ると、ＯＰＡは廉価ですがお値打ちもののＮＪＭ２０６８が刺さっています。
７４ＣＢＴＬＶ３２５３のQSD
これを用いて、特性を取ったのが先の図の赤紫のラインです。ＦＳＴ３２５３に比べて、期待が大きかった割には改善効果がありません。これには、がっくりと来た覚え（もう半年近く前なので記憶が薄れているが）があります。さて、いったいこの劣化原因ってなんなのか、性根を据えて調べてみたくなりました。一つの原因として、Ｓｉ５３５１のQuadrature 発振器が目に留まりました。リサージュを見ていると、ハイバンドになるにつれ、正方形からずれていって、位相精度は大丈夫なのだろうか？と思えていたからです。
ここで白羽の矢がたったのが、Ｓｉ５７０と高速ロジックＩＣのフリップフロップの組み合わせです。Ｓｉ５７０はこのＨＰでも何度か弄った痕跡がありますが、最終的には他の周波数生成手段でセットを組んできたのですが、ここではスプリアスが「比較的」クリーンで、位相ジッタの非常に少ない発振器ということで、Ｓｉ５３５１の変わりに持ち出しました。これと高速フリップフロップの組み合わせで、発振周波数の１/４で９０度位相差を生成してみようと思ったのです。
Si570の実験の様子
まずは、昔、弄っていた様子で中央の銅板に裏返して、マウントされているチップがＳｉ５７０です（見ずらいが）。スペアが３つも残っているようです。このままだと部品箱の肥し化は必定ですので、ここで活躍の機会を上げたいものです。ちなみに近傍スペクトラムは以下の通りで、素晴らしいものですね。クリスタル発振器並みの純度です。これだと、ＩＦを１１ｋＨｚに取らず、ダイレクトにゼロＩＦでも十分なノイズ特性が得られるかもしれません。
Si570の発振スペクトラム（狭帯域）
そして以下の図が２種のＤーＦＦを用いた９０度位相差生成回路の様子です。使用素子はSN74AUP1G80と79です。１ゲートのFFでピン数が５ピンとなり、出力論理の差で２種類必要になります。Qか反転ＱしかこのＦＦには出力されていませんので。いつものごとくランドカットで作ってみます。
高速ロジックICによる９０度位相差生成回路
これを、先のQSDのてっぺんに増築したのが以下の図です。なかなかのつぎはぎ状態ですが、けっこう動作は確実です（笑）。
高速ロジックICによる９０度位相差生成回路を７４CBTLV3253QSDに搭載下の図
さて、こんな感じで、FST3253オリジナルにこのSi570+1/4FFを搭載して測定したのが、下図の黄色ラインで、これを74CBTLV3253に交換したのが青のラインです。なんと、９０度位相回路を変えただけで、普通のFST３２５３でも大幅な感度アップを実現出来てしまいました。これは大きな驚きです。さらに７４ＣＢＴＬＶ３２５３に交換しても、感度のアップは５０ＭＨｚで少し見られるだけなのには更に驚いてしまいました。これって、Ｓｉ５３５１の位相差生成がペケなのか？それとも私の作った５３５１のコードが変なのか？
実はµＳＤＸのグループ（ＦＢ）で、Ｔ４１-ＥＰというＱＳＤ／ＱＳＥを用いたＴｅｅｎｓｙ４．１ベースのＴＲＸの紹介が有ったので、その紹介本（アマゾンで売っています）を見ると、この機器にもSi5351の直接９０度位相差生成ではなくて、Ｄ－ＦＦを用いた９０度位相差生成回路が採用されてありました。Si5351の９０度位相差信号生成回路は、このＴ４１－ＥＰを設計された大学教授にはお気に召さなかったようですね。こういった一連の「事実」を勘案すると、Ｓｉ５３５１の９０度位相差発振は、ＨＦハイバンドにおいては問題があると考えざるを得ません。
各種３２５３の特性図（周波数 ｖｓ SINAD感度）
ただ、今回の実験では、「Si5351悪玉説」を完全に実証することはできない（傍証でしかない）ので、これ以上突っ込むのは止めますが、代わりに、SI570と高速ロジックICによる９０度位相差生成回路を用いれば、QSDの本来の性能を発揮できることが明かに出来ました。ま、これで十分じゃないかと思います。50MHｚまで動いているというのは、ＦＦ入力が２００ＭＨｚとなりますからよく動いているなぁと関心してしまいます。ロジックＩＣといえば、７４ＨＣシリーズを弄っていた大昔は、動作周波数はせいぜい３０ＭＨｚがいい所でしたので。
さて、最後に上記の系で７MHｚを受信した様子を以下に貼り付けておきます。スマホの縦長画面で取ったので、あまり旨くないのですが、そこはご容赦です。次回はＴＸ側のＱＳＥについて藻掻いてみます（苦笑）。
＜送信部と全体のまとめ＞ 【2022.9.1】
さて、受信部はこれくらいにして送信側に移ります。まずは、一番重要な部分である直交変調器から。最初に試したのは、自分勝手流に構成した２個のNJM2594の５０Ω出力をハイブリッド合成したタイプ。こう書けば、直交変調器の原理に忠実に構成したものと解るでしょう。なので、回路図は容易に想像できると思います（書いてもいいけど、あまりに当たり前すぎるので省略）。
NJM2594二個による直交変調器
なにやら、可変抵抗器がやたらついていますが、これはAudioサイドのキャリサプの租調整、微調整×２組で小計４個、キャリアサイドのキャリサプ調整ですがこれはあまり敏感じゃないので一個で済ませて小計２個、あとは出力レベル調整に小計２個の総計８個という物々しさです（笑）。ま、どこが一番効くのか試すためなので、最終的には何個か減らせるだろうとタカをくくっていました。
ローカルの９０度位相器は前出Si570の出力を７４AC74で4分周したタイプの９０度位相器を使っています。これを７MHｚで動かしたのが以下の図です。
ＮＪＭ２５９４の直交変調器のキャリヤサプレッション、サイドバンドサプレッション
これを見ると、７ＭＨｚみたいなＨＦローバンドでは、調整するとかなりのところまで追い込めます。サイドサプ、キャリアサプ共に－６０ｄBまでいきますが、さすがにこの安定度は良くありません。長期的には－４５ｄB程度を維持するのがやっとだと思います。
といいうことで次はFST3253を用いたQSE（Quadrature Sampling Exciter)をいじって見ます。これは、FST３２５３は受信と同じく差動ドライブしています。FST３２５３をOPAでドライブするのはちょっと厄介のようで、単電源で出力インピーダンスの低いTLV2462を選んでいます。ここに汎用のOPAを使うとうまくFST３２５３がドライブできないようです。その様子が以下になります。
FST3253によるQSE
この特性は以下に示すようになります。
FST3253によるQSEのキャリヤサプレッション、サイドバンドサプレッション
これを見ると、キャリサプ、サイドサプをみると７MHｚのようなＨＦローバンドでは－５０dBは得られることが解ります。調整箇所はＩ／Ｑ入力のレベル調整だけですから、先の直交変調器に比べて、調整箇所が少なく（ＶＲは２個）７ＭＨｚで使うならこれでもいいかな？とは思わせてくれます。
7MHzでの特性はいずれも殆ど問題がないのですが、これがHFハイバンドになってくると途端に状況が一変します。それは上記のQSEの場合は、もしかすると私がヘボだからかもしれませんが、調整してもキャリ/サイドサプレッションが低くなりません。このあたりのデータは例えば前述のＴ４１-ＥＰというＱＳＤ／ＱＳＥを用いたＴｅｅｎｓｙ４．１ベースのＴＲＸの紹介本（アマゾンで売っています）のｐ202には７MHｚの例が出ていまして、キャリサプが－５０ｄＢ、サイドサプが－４０ｄＢ程度となっているようですが、ハイバンドでの例が見当たりません。同じような回路構成なので、非常に興味があるのですが、残念ながらデータが無いので確認ができないのは仕方ありません。
さて、ここでは、「調整のし甲斐のある」「動作原理に忠実に構成した」（笑）、ＮＪＭ２５９４×２の直交変調器にて、ハイバンドの様子を見ていきます。以下に２１/２４/２８MHｚでチューンアップした様子を挙げておきます。
２１ＭＨｚのキャリヤサプレッション、サイドバンドサプレッション
２４ＭＨｚのキャリヤサプレッション、サイドバンドサプレッション
２８ＭＨｚのキャリヤサプレッション、サイドバンドサプレッション
これを見ると、なんとか特性が出ていることが解ります。なので、とりあえずは、ＮＪＭ２５９４の直交変調器で進めることにしたいと思います。
さて、このあとは一応、不要波の低減のためにＢＰＦを設けることにします。送信周波数をダイレクトに生成するタイプのＳＤＲではこのＢＰＦはあまり重要ではなく、ＰＡのあとのＬＰＦでほぼ事足りるのですが、受信トップには、しっかりとしたＢＰＦを設けるのが、「無線屋の流儀（笑）」です。「ディジタル屋さん」はこの辺りの感覚がないのか、あえて無視しているのか、受信トップにはなにも帯域制限がなくて、送受共用のＬＰＦで終わり！というアプローチをしがちですが、昨今の「簡易ＳＤＲ」のこの仕草には、同意することはできません（笑）。
プラグインＢPF 基台と２４MHｚの３ポールの直列共振型ＢＰＦ
上図はプラグイン式のＢＰＦを作ってみたところです。ピンジャック/プラグを使ってソケットを構成しています。５ピンの中間を信号に、両側の２ピンずつをアースにすると、意外に特性が乱れずにＨＦ～５０ＭＨｚくらいまでは使用できそうです。ＢＰＦの入出力はリレーをつかって送受を共用できるようにしています。
ＢＰＦはニッチハイバンドの２４ＭＨｚを選んでみました。あまり人の出ていないバンドが好きなのでここを選びました。以下にその帯域特性を示します。たしか通過帯域は無理に狭めずに２MHｚとしています。綺麗な特性になっていることが解ります。
２４ＭＨｚ３ポールＢＰＦの特性
これらのパーツを使って、原始的なSD-TRXを構成してみることにします。下記に、バラック状態ですが、一応結線した様子を示します。
Teensy SD-TRXの様子
この構成でとりあえず１Wくらいはでるように設定しています。まずは基本特性の取得の段階で、TRX切り替え等はついていません。完全な結線状態は最後に示すことになりますので、ちょいとお待ちを。
で、まずは高次のスプリアスですが、２４MHｚで取得してみました。１ＷＰＡ①の後に、陰に隠れて解りずらい３段の定K型フィルタ②を付けたあとです。
高次スプリアス
３次の高調波が-60ｄB程度得られていますので、まったく問題はありません。QRPならこれで電波を出せます。定K型の３段のフィルタを終段に投入すれば、たいていの場合OKである経験則を得てもいますので。ただ、Teensyの処理のバックグラウンドノイズ？のせいか１００～２００ｋHz離れでノイズの盛り上がりが観測されます。
帯域外ノイズの盛り上がり
最大強度は-６０ｄB程度なので、特に問題はないと考えられますが、ちょっと気持ちの悪い特性でもありますね。これは、Codecのオーバーサンプルの影響なのかもしれません。もし、そうだとすると、Audio Codecに一般的な２５６倍オーバーサンプルが使えればもっとレベルが抑圧（広い帯域に拡散）されるのかもしれません。
次に、変調入力として２-トーンを用いた場合のPA出力（２４MHｚ）の時間波形を以下に示します。
２-トーンでＳＳＢ変調されたＲＦ波形（１ＷＰＡ後）
ｐ－ｐ値で２０．４Vということは、ほぼ１WＰＥＰということになるようですね。この状態のスペクトラムを以下に示します。
２-トーン変調時RFスペクトラム
２トーン信号だとシングルトーンの時に比べてダイナミックレンジが６ｄB必要になるので、前回のシングルトーン次よりは抑圧量は劣化します。また、おなじようなレベルで３ｒｄ ＩＭＤも出てくるので、なんだかスペクトラム全体が「ざわついて」来ますね。オシロでみると、さっきのように問題は無く見えるので、これは逆に言えば、オシロで明らかに歪の解るレベルの波形は「送信してはいけません！」ということになります。
おっと話が逸れた。目的の「自作ＳＤ－ＴＲＸで交信する」には１Ｗでしこしこやるのも趣ではあるのですが、アンテナがプアなので、少しパワーアップを図ることにします。以前に、ＳＤＲ-３の外付けリニアとして用いた以下の機器を繋ぐことにします。
３０Ｗリニアアンプ
ＲＤ１６ＨＨＦ１のパラレルプッシュプルから３並列プッシュプルに戻して、余裕を持ってドライブするこにします。先の１ＷのＰＡからそのまま繋ぎこんで見たのが下図になります。
リニアアンプ出力の２-トーン波形
これを見ると115Vp-pですから３３Wというところになりますね。見た目上はそれっぽい形（そんなに責められるようなワルイ波形ではない）ですが、ではということで、このRFスペクトラムは以下のようになります。
SD-TRXにリニアをつけた場合のRFスペクトラム
これをみると、-30ｄBですから、ギリ合格というレベルです。ま、逆サイドは３ｒｄＩＭＤに隠れて見えにくくなっていますが、ま、そんなに褒められた特性ではありません。しかしながら法規上は、なんとかクリアしている（帯域内-40ｄＢ）ので、ここでは良しとしましょう。
さてここでちょっと趣向を変えて、受信スペクトラム表示というか、ついでにウォーターフローというかの処理をFFT256からFFE1024に高分解能化して作ってみました。先のAudio System Design ToolのFFTの部分を変更して、得られるBinデータを無手勝流に表示してみたものですが以下のような表示になりました。
１０２４ポイントＦＦＴに分解能を向上させた表示
この表示はＤＳＰに１２ｋＨｚ近辺のオーディオＳＧの出力信号をを突っ込んで表示させてみたものです。周波数をダイヤルで振ってみたのでスペクトラムが広がっている様子が解ります。ウォーターフローの色使いは８色をディスクリートに表示させたので、色変化の連続性にちょいと難がありそうですね。このあたりは必要に応じて改善していく必要がありそうですが、今回は深追いしません。とりあえず、スペクトラムとウォーターフォールの表示ができることを確認して次に進みます。ちなみに先のオーディオ変調入力が２-ト―ンだった場合の表示は以下の通りです。
１０２４ポイントＦＦＴに分解能を向上させた変調入力信号の表示
さーて、寄り道から復帰です。これら、作ってきたパーツをブレッドボード上に集積して、ＳＤ－ＴＲＸに仕立てて見ます。以下がその様子です。
Ｔｅｅｎｓｙ４によるＳＤ－ＴＲＸ（ＴＸドライバー＋ＲＸ＋Ｌｏｃａｌ）の様子
上図は、全体の様子で、送受信切り替えリレーやマイク端子等も備えていて、これと３０Wリニアとで、SD-TRXの基本部分を構成しています。やっとここまで来ました。Teensyを弄りだしてからなんと十か月も立ってしまったではないですか。こうやってみると、当初に比べてモジュール類の増殖が半端ではないですね。まったく「よくやるよ」てなもんです（笑）。
早速、過疎の２４MHｚにてプアなＧＰを用いて交信をしてみます。なお、事前に変更申請は処理してありますのでそのあたりは問題ありません。リニアの後には前述の２４ＭＨｚの定Ｋ型ＬＰＦも入れてあり、抜かりはありません。
最初は海外交信を一丁やったろと思たのですが、あいにく２４Mに出ている局が少なく、止む無く国内局で我慢（SRI）することにしました。
交信例
相変わらず我彼のC/N差が大きいのは、仕方ありません。プアなアンテナのせいにしてしまいます。ま、今回は自作のSD-TRXで交信するところまでできたということで満足してしまいましょう。特に、バラックセット然としたもので、電波が出て行くのは面白いです。念のため、２回しか電波を出してないのですが、「飛び」の様子を見てみました。
海外への飛びの様子
C/Nレポートを見ると、国内よりも大きな値になっているので、ま、こんなセットでも普通に海外交信も可能だろうというところで溜飲を下げることにします。
しかし、このセットはバラックからケーシングに進むことはしません。
いきなり「何だ？」と思われるかもしれませんが、このままのこのTRXの能力だと、「長く使うためにケースに収める気が起きないから」というのが本音なのです。交信ができるところまで持って行ったのも、簡易なSDRについて述べるときに、「どーせ実際に運用したことも無いのに、えらそうなこと言うな！」と必ず湧いて出る輩を黙らせるためというのが本音なのです（笑）。
なので、交信できたが、この手のSD-TRXはあまり実用性という観点からは「ディジタルの強味を生かし切れていない中途半端な代物」という判断をしています。その大きな理由は以下の点です。
ゼロIF方式のSD-TRXでは、
①送信側のQSEや直交変調器ではキャリアサプレッション＆サイドバンドサプレッションを良好に維持することが難しい。また運用周波数が高くなると特性そのものが満足できるレベルにない。
②RXのQSDにおいても同じ問題がある。サイドバンドサプレッションはRXにおいてはイメージ除去能力であり、ハイバンドでは劣化が著しい。
これは、ディジタル処理した信号を最後の無線化（直交変調器）、あるいは無線信号をディジタル信号に変換するとき（直交復調器）に起きる「アナログ的な」安定度あるいは特性の悪さに起因するものと言えます。
アナログ的不安定度があるなら、ディジタル処理で補正してやれというのも一つの解だと思います。例えば、受信イメージ抑圧なんかはやれば自動補正が可能だと思います。（LSB波をUSB受信してその出力が最低になるようにI/Q間補正すればできそう・・・・あとで試行してみようか）送信は狭帯域な誤差信号の抽出（LSB送信時USB検出とか）が厄介かもしれませんね。（先の受信で補正できたら、送信波のU/LSB受信してみて、不要サイドバンドを落とすように補正する・・・・って、これもやればある程度はできるかも？）
と、対処の方法はありそうですが、改善できてもその絶対量は、QSD/QSEのアナログ的精度で決まってしまいます。モノリシックで－６０ｄBのサイドバンドサプレッションがワイドバンドで軽々実現できるICでも有ればやる気になるのでしょうが、そんなものは存在しそうにないし・・・・結局のところ、ダイレクトサンプルで一括してD/A A/Dする方式のSDRでないと、まともな物にはならないということになりそうですが、それを趣味レベルで実現するのはかなりのハードルがありますね。FPGAが縦横無尽に使いこなせないと無理そうです。
うだうだ書いてきましたが、妥協策としては、しっかりとしたフィルタを有するまともなアナログ機のIF以降をディジタル化することです。たとえばIF＝１１ｋHzでｔｅｅｎｓｙ４で２-トーンを出すと以下のようになります。
Teensy４．０によるSSB生成
右のスプリアスは広帯域IFフィルタでクリーンアップされる予定
このようにキャリサプ/サイドサプも－７０ｄBが経時安定的に実現できます。ここはアナログ機で、特にキャリアサプレッションは以前やったように自動補正を掛けないと、かなり難しいです。自動補正しても、長期に安定にはならないので、面倒な補正が要りますね。これが全く不要になるのですから、ディジタル処理はその存在意義があると思われるのです。
長くなりました。このあとの展開については、現在改修中の半導体アップコンバージョン機の外部ユニットとして、TeensyのMOD/DEMで遊んでみる予定です。果たして思惑通り進むだろうか・・・・・