回路図
| 半導体工作に戻る？ 【20204.25】 |
最近、ちょっとした心境の変化がありました。
いままで、ゲテモノパーツを使用したりといった、みなさんがやりそうもないことをやってきたのですが、ここにきて、最近の自作のトレンドの原点に立ち返ってみたいと思い出しました。原点といっても、まったくの「標準的な」回路を深堀りする気はなくて、「最近、“皆さん”がいじっている回路のほとんどに関して知見がなくなっちまったので、そういった回路をもう一度「認識」しておく必要があろう」と考えたのです。
なので、しばらくは、そういった「普通の回路」を再認識する時間を作りたいと思っています。ただ、こればっかりだと、流石に飽きるのは必定なので、飽きたら、再度のゲテモノやあまり皆さんのやらない事にも立ち返ってみたいと思っています。ということで、今回は、半導体を「普通に」使ったリグを作るのに必要な回路達を実際にくみ上げて特性の取得できるものは取得して、皆さんにキャッチアップしていきたいと思っています。但し、これ以降は、どんな回路をいじるかに関しては、方針はまったくもっていませんので、その時々に入手できたブツで楽しんでみたいと思っています。
ということで、まずはFETによる小信号アンプです。
【３SK２９４によるRFアンプ】
大昔の自作系リグには、RF,MIX,IFにはデュアルゲートFETが盛んに使われていました。小信号のアンプとしては、適度なゲインを持ち、動作安定度が高いので、私も多く使ってきました。主に３SK59を多用していまして、部品箱にはまだ１０本程度残っています。しかし、いまさらこれらを取り出しても、なんら新鮮味はないし、いまからの入手は困難で、あっても＠３００円を超えるケースがほとんどですから、まったく触手は伸びませんね。
秋月のパーツをブラ見していると、今時のRF用デュアルゲートFETとしては３SK294/291が在庫も豊富に売られています。＠２３円と極めて手ごろなのですが、そのパッケージがコマイので、これを見て使う気がまったく起きなくなる人も多いと思います。自作家でも、年配になるとこんなゴマ粒のような素子は毛嫌いしがち（私もそうです）ですが、さすがに、これからはP版を発注して組むのが普通になるので、こんな素子も毛嫌いしていてはいけませんね（笑）。
で、簡単なアンプを組んでみました。入力同調回路無しで、出力側に同調回路を配したアンプです。回路図を以下に示します。
回路図
なんの変哲もない回路ですね。気を付けなければならないのは、３SK294の実装でしょう。ゆくゆくはP版を使うにしても、実験はP版への搭載を前提とした実装にしてみました。なんだか、１０Ｋボビンを本当に久々に使ってみましたが、３ＳＫ２９４との対比が極めてアンバランスですね（苦笑）。
実装図
中心の黒い点らしき部分が３ＳＫ２９４のパッケージ
実は、回路を組んでしまうと、肝心の３SK294は周りの部品の陰に隠れて見えません。定性的に書くと、カッティングランド工法で「田の字」に沿ってをカッターで銅箔を切り取り、できた４つのランドにFETの足をはんだ付けしたあとに部品を接続していきました。
以下、簡単な特性です。
（１）利得
周波数が９ＭＨｚにおいて、入出力間の電圧利得は２０ｄBでした。負荷は開放です。リンクコイルはFCZのデータの半分の回数しか巻いていないので（３ｔ）、利得は抑え気味です。入力とタンクコイルホットエンド間の電圧利得はほぼ３０ｄBでした。これも、開放電圧でシンクロのプローブの入力容量による誤差を補正してあります。
（２）入力換算IP３
入力が-26ｄＢｍ×２の時、出力のターンコイルに５００Ωプローブ負荷をかましてスペアナを見た場合を以下に示します。この時にＩＭ３は－４７ｄＢですからＩＩＰ３は－３ｄＢｍ程度になりますか。ま、小信号ＦＥＴとしては普通の値だと思います。
ＩＭＤの様子
アンプ入力は５０Ωで終端していなくて、開放に近い状態（FETのゲート回路のインピーダンスに相当）ですから、この条件で、スペアナの５０Ω入力で測った値が入力に加えられた時のIMDの様子を測っていることになります。
というところで大体の様子はわかりました。G2電圧を５Vから０Vに向けて減じていくと、スムーズな利得減少が起きますので、AGCもうまくかかると期待したいところです。
【小型水晶によるクリスタルフィルタ】
昨今は、ジャンクではなく新品のクリスタルがとても安く市場に出ていますね。いままで、この手のHC-49タイプの水晶でクリスタルフィルタを作ったことが無かったので、最近の自作トレンドに追いつくべく、ちょっといじってみます。水晶自体はAitendoやAli-Expressでは本当に安く入手できるので、たまたま、作りたい周波数に合致するものが見つかれば、コストパフォーマンスは非常に高いということになりますね。
今回は故あって、HFハムバンド内の周波数でフィルタを作ってみることにしました。もちろん、中心周波数がハムバンド周波数帯域ですから、クリスタルフィルタの「最も使われる用途」であるIFフィルタ用ではありません。今回は強烈な「スプリアス除去」を目的にしていますので、こう書けば、スプリアス発生源？はなにか想像がつくと思います。その用途であれば、最初は４素子程度でいいかな？と思ったのですが、調子にのって基本は６素子でやってみることにしました。
クリスタルはAitendoとAli-EXに発注したのですが、Aliの方は、武漢発習近平コロナウィルス騒ぎで、いつ到着するかわからないので、たまたま、ハムバンドの周波数の在庫のあった、Aitendonoのものから始めてみます。周波数とクリスタルのパラメータを示します。
直並列共振周波数の様子
| 周波数 | Ｆｓ（ｋＨｚ） | Ｆｐ（ｋＨｚ） | ΔＦ（ｋＨｚ） | Ｃｘ（ｐＦ） |
| ７．０２３ＭＨｚ | ７．０２１９０ | ７．０３２１０ | １０．２ | ２．５５ |
| １４．２８５ＭＨｚ | １４．２８１０ | １４．３０４１ | ２０．４ | ３．９５ |
| ２１．２５０ＭＨｚ | ２１．２２４２ | ２１．２８２５ | ３８．３ | ２．８１ |
| ２８．６３６ＭＨｚ | ２８．６２６８ | ２８．６８０８ | ５４．０ | ２．８０ |
です。それぞれのクリスタルのFsとFpを測ってみると一律に同じ帯域幅で作るのは困難そうなので、７MHｚはBW２．５KHｚ、１４～２８MHｚはBW:５ｋHzで作ることにします。このBWを選択した理由はそのうち明らかにします。
BWを決めると設計パラメータは簡単に求めることができます。水晶フィルタの設計法に関しては、いろいろ精緻な方法もあるようですが、今回は古くから用いられている方法によります。実は、この水晶フィルタは、目的上、帯域内がまっ平に綺麗である必要はあまりなくて、入力される信号のスプリアスが切ることができれば、それで上等ということなので、あまり凝ることはしません。できれば作りっぱなしにしてしまいたいものです。各Ｃ/Ｌの値は
Ｃｔ＝２Cｘ（ΔF/BW-1） Ｃｓ＝２Ｃｔ
Ｚｔ＝１/（２π・Ｆｓ・Ｃｘ）
で求めることができます。一番簡単な設計法によって求めた値ですが、これに入出力を５０Ωに変換するLマッチ回路を設計すると以下の表の通りとなります。
| 周波数（ｋＨｚ） | ＢＷ（ｋＨｚ） | Ｃｔ（ｐＦ） | Ｚｔ（Ω） | ＬマッチＣＬ（ｐＦ） | ＬマッチＬ（μＨ） |
| ７ＭＨｚ | ２．５ | １２．５ | １８１７ | ８５ | ６ |
| １４ＭＨｚ | ５ | ２８．５ | ３９２ | ９０ | １．６ |
| ２１ＭＨｚ | ５ | ６０ | １２５ | ９５ | ０．８５ |
| ２８ＭＨｚ | ５ | ５５ | １０１ | １１０ | ０．５６ |
全体図-
右から、7、１４、２１、２８ＭＨｚ 左端は９ＭＨｚ（ＩＦフィルタ用）
このように簡単に求まるのですが、得られた特性について以下に記しておきます。
７ＭＨｚの特性
トリマーコンデンサで少し追い込んでみた
１４ＭＨｚの特性
無調整
ちょっと整合に難がありそうで、リップルが大きい
１４ＭＨｚの特性
無調整
これは装荷Ｃのばらつきによる、片側周波数域のロス増加か？
２８ＭＨｚの特性
無調整
こいつはさすがに周波数が高くなったためかロスが大きい
７MHｚではCを3個ばかりトリマーにして調整してあります。なので、このフィルタに限って帯域特性がとりあえず追い込めています。しかしながら、今回の目的には、ここまで綺麗に帯域特性を整える必要もないので、他の周波数のフィルタに関しては完全無調整で、計算した値のC、Lをぶち込んで組み立てるとどこまで「フィルタ」になるかという観点で組み立ててみました。それが上図というわけです。
結果的に、１４～２８MHｚのフィルタはほとんど設計値のCを実装してあって、まるで調整はしていません。「作りっぱ」なので中心周波数から高域にかけて不ぞろいな振幅特性や整合不良によるリップルが見られますが、ま、何度も言うように信号受信用IFフィルタではないため、あまり細部にこだわらないこととします。そういう観点であれば、十分な再現性があると考えてもいいと思います。ところで、今気が付いたのですが、２８ＭＨｚなんて一昔前なら、基本波発振では（安価に）作れなかったはずですが、今回のモノは一個10円くらいでできてしまうのですから驚きですね。
９MHｚのクリスタル
追加です。あとで半導体のトランシーバを作ることを考えて、AitendoとAliExpressから９MHｚのHC49Uを多く購入しました。Aitendoから到着した２０個のXtalからSSB用フィルタを作ってみることにします。AM用も考えたのですが、この周波数だと、ダブルサイドバンドで６ｋHzを帯域幅とするのは、若干の無理があるので、AM用もSSBフィルタで対応させることを考えます。そのあたりは、おいおい機器の構成のほうで説明しますが、流石にＳＳＢ用の帯域幅でＡＭを受信して復調帯域が１ｋＨｚ+αになるなんてことは考えていません。
で、まずは、直並列共振周波数の比較的そろった６個を取り出してフィルタにしてみました。測定項目は、以前の通り、直並列共振周波数と、端子間容量の三つだけです。AM波も工夫すれば、問題なくSSBフィルタで受信できます。
さて、今回はトリマーコンデンサを３つばかり採用しています。さすがに帯域が比較的狭いので、微調整する箇所があった方がいいかなと思ったからです。これは、７MHｚのフィルタが比較的うまくこのTCを使って振幅特性が補正できたからです。
９ＭＨｚＩＦフィルタ外観
ということで、まずは帯域内/外振幅特性をざっくりと取っておきましょう。以下に示します。
９ＭＨｚＩＦフィルタ振幅特性（狭帯域）
ただし、6阻止では振幅特性が非対称なのでＬＳＢ用に使うのが望ましい
９ＭＨｚＩＦフィルタ振幅特性（中帯域）
スプリアスもなくきれいな特性が得られている
最初は６素子だと帯域外減衰特性が足りないかもと思っていましたが、７０ｄB以上は取れているので問題はなさそうです。帯域内特性も比較的フラットに調整できます。全素子のコンデンサ７個をTCに交換すると、かえって調整箇所が多すぎて、TGがあっても調整がむつかしくなるので、３個くらいを可変にしたほうが、特性を整えやすいと感じました。
このくらいの特性が「安定的に」得られるのであればいいのですが。
＜続きです①＞ 【2020.5.13】
【DBM２題】
最近は、アナログDBMを使うリグを作ることが絶えて久しいので、どんなものがあるのか、完全に浦島太郎状態です。このあたりは能書きを垂れていると永遠にブツの評価に辿りつかないので、決め打ち的に、秋月で入手できるものを２種類選んでみました。一つは、アクティブDBMとしてNJM2594、もう一つはショットキーDiの１N６０（ゲルマではない）を用いたパッシブDBMです。まずは、前者から行きましょう。
（１） NJM２５９４
８ピンのSSOP（0.65ｍｍピッチ）パッケージですが、これの（実験的といえども）実装は一筋縄ではいきません。最初はカッティングランド工法で・・・とも思ったのですが、流石に0.65ｍｍピッチは手ごわいです。1.25ｍｍピッチのSOPまでなら何とかなりますが、この石のような0.65ｍｍピッチのSSOPはギブアップです。DIPへの拡張基板も考えましたが、秋月においてあるSSOPの拡張基板はどれも適合しません（パッケージと基板ランドの間隔が合わない）。なので、仕方なく秋月で売っている疑似μPC1007化基板（４０円）を用いて実験することになりました。
チップとμＰＣ1007化変換基板
変換基板を使った実装図
変換基板は直立させてマウントしてみた
黄色のコンデンサは変調用に低周波信号を通過させるために付加した10μＦのタンタルコンデンサ
最初は特性測定が容易なように、大陸製の安物ＳＭＡコネクタで入出力を引き出しています。
この回路図は以下のとおりです。回路図的にはデータシート応用例そのままですので、ノーコメントです。
ＪＲＣデータシート中の回路図
この石は、うれしいことに、出力インピーダンスが、５０Ω近辺のピン３と数百Ω近辺のピン２を有しています。これだと、何も考えずにピン３と測定用の５０Ωラインを経てスペアナとかを繋げそうです。
さて、まずは「周波数変換器」としての動作を見ていきましょう。ピン５に信号、ピン7にローカル信号を入力してて、出力を観測します。まずは、Ｆｉｆ＝９ＭＨｚ、Ｆｌｏ＝１６ＭＨｚで出力７ＭＨｚで見てみます。出力はピン３で、スペアナに直結です。ローカルは０ｄＢｍとしました。供給電圧は９Ｖです。
ＩＭＤの様子
これは、入力に－１０ｄＢｍ×２の時の出力で－１１ｄＢｍ×２と若干のマイナスゲインですが、ＩＩＰ３は１０ｄＢｍとなって、ＩＣのＤＢＭとしてはまぁまぁの値だと思います。入出力共に５０Ωインターフェースでこの値は立派です。なお、この時のキャリアサプレッションは軽く５０ｄＢ以上は取れています。ＶＲを可変範囲の狭いもので調整すれば６０ｄＢも可能です。これはかなり良好ですね。
さらに、この場合に、ピン２に５００Ωのプローブをつけて測ると、以下の通りです。
ＩＭＤの様子
直列５００Ωプローブでは、50Ω系のスペアナで受けるとで２１ｄＢの減衰があるので、レベルはそう読み替えてください。この時の入力は－５ｄＢｍなので、ＩＩＰ３は１５ｄＢｍ？になりそうで、こちらのほうが、ゲインは少ないが、ＩＩＰ３はよさそうです。
次にローカルを４１ＭＨｚに上げて５０ＭＨｚから９ＭＨｚにコンバートさせます。
ＩＭＤの様子
ピン３の５０Ω出力ですが、出力が－１２ｄＢｍと、７ＭＨｚのときより、利得が１ｄＢ程度減りますが、ＩＩＭＤ３が９ｄＢよくなってやはり、ＩＩＰ３は１５ｄＢｍ近辺になるようですね。
以上は周波数変換器としての動作でしたが、次に変調器の動作を見てみます。
ピン５の入力コンデンサに１０μＦをパラにして、低域の信号が通過できるようにします。そこに１ｋＨｚの変調信号を入力します。出力はピン３でスペアナに入力します。まずはＳＳＢの場合が以下の通りです。
ＳＳＢ変調スペクトラム
変調波の2次ひずみが出始めるレベル（－７０ｄＢとか）を見てみました。信号入力は７８ｍＶｐ－ｐ、キャリア入力は１２６ｍＶｐ－ｐ、出力が８５ｍＶｐ－ｐでした。この時のキャリアサプレッションは、－６４ｄＢまで追い込むことができました。これならばばっちりの特性ですね。
次に、キャリアバランスを崩してＡＭの（ほぼ）１００％変調時の波形を以下に示します。
ＡＭ変調スペクトラム
信号入力は４０ｍＶｐ－ｐ、キャリア入力は１２６ｍＶｐ－ｐ、出力が４５ｍＶｐ－ｐでした。このときのサイドバンドの広がりは、ほとんどなくて、これは極めて低ひずみであることを示しています。これなら、ＡＭ変調器としても十分に利用可能であることがわかります。
ということで、ＮＪＭ２９５４の特性を見てきましたが、昔に使っていたＩＣ変調器達に比べて、かなり使いやすい特性であることがわかりました。ただし、パッケージがコマイので、実装には十分な配慮が必要とは思っています。
（２）１N６０のパッシブDBM
そういえば、熊本シティスタンダードなんていう有名な自作の見本回路がありましたが、ここでは、ゲルマの１N６０を用いた「リング変調器」や「双方向ミクサー」が紹介されていました。私も、この回路を何度も参考にさせていただいた覚えがあります。この１N60ですが、私が無線の自作を始めた４０年以上前からあったように思います。もちろん「げるまにゅーむだいおーど」でした。秋月をみると、なんだかゲルダイとショットキーの２種の１N60があるようです。
順方向の電流特性を見ると、ゲルダイの１N60よりショットキー１N60の方が、電流を流しやすいので、これが、特性上どのようにゲルダイと比べて変化するのかは、けっこう興味深いネタです。いままでは、こんなことにまったく興味が湧かなかったのですが、小信号回路を調べていくうちにとりあえず特性測定でもしてみるか、と考えるようになりました。
ゲルマ？1Ｎ６０の純方向特性
ショットキー1Ｎ６０の純方向特性
この特性図をみると、ショットキーの１N60の方が、順方向の立ち上がりが早そうです。なので、あえてわざわざゲルダイをつかってDBMを作る必要もなさそうです。なので、決め打ちでショットキーを使って特性を見ていきます。
パッシブＤＢＭ（ショットキー１Ｎ６０）
条件は以下の通りとしました。
（１） ５０MHｚ帯のミクサー（２８MHｚ帯も予測できるように）
以下にＩＭＤを示します。
ＩＭＤ３の様子
入力：５０MHｚ、Local：４１MHｚ１０ｄＢｍ、IF：９MHｚ
損失：７ｄＢ
（２） ７MHｚ帯のミクサー （HFローバンドの特性把握）
ＩＭＤ３の様子
入力：７MHｚ、Local:１６MHｚ１０ｄＢｍ、IF：９MHｚ
損失：５ｄＢ
これから見ると若干５０MHｚでロスが大きいですが、HF帯では「１SSナントカ」の純正ショットキーバリアーダイオードを使わなくても、十分な特性が得られることがわかります。このショットキーは、純正の１ＳＳなんとかのショットキーダイオードよりお安いので、これはこれで使い処がありそうです。双方向性を要求されるDBMにはうってつけというわけですね。
【IFアンプ】
この項目はけっこう面倒です。アナログＩＦ用ICはAM用であれば、けっこうな種類（もちろん安物の支那製セカンドソースを含む）なのですが、プロダクト検波器を外付けし、さらにAGC回路もいろいろいじれる石はほとんどありません。大昔にTCA４４０という欧州のICが話題になったことがありますが、この石のIF部の動作周波数はせいぜい数MHｚで、９MHｚのとかのハイフレIF（！）にはつらいようです。Ebayではいまでも入手可能なようですが、あえていじってみようとは思いませんでした。
そうなると、はたと困ってしまうのですが、最後の手段はデュアルゲートFETの３段増幅くらいかなぁ？と思い始めた矢先に、やっぱりEbayで昔日のMC1350（のパチモン）を見つけました。けっこう多く出回っているので、パチモンが多く作られたのだと思います。デュアルゲートFETに行く前に、ちょっとMC１３５０についてもいじっておきましょう。
じつは、モトローラの純正品（と思しき製品）は７個ばかり在庫があったので、まずは、この石をリファレンスにして、支那製パチモノのMC１３５０を置き換えて特性を見てみることにしましょう。置き換えるために、８ピンのICソケットを使うことにします。以下に回路と、実装図を示しておきます。
モトローラの回路図
回路図は、データシートそのものですが、入力のπ型の整合回路はまずは省略してあります。
実装図
まず、気になったのが電源電圧です。この石は１２Vのオペレーションが標準で、低電圧時の特性がわかりません。というのも、ポータブル機を考えると、１０V以下、できれば８Vくらいの電圧で動作して欲しいものです。もちろん、バッテリー動作なので、５Vで動いてくれれば万々歳ですが、想定するポータブル機はできる限りパワーを絞り出したいので、１２VくらいのPA電圧を想定しています。その電池電圧を９～１０Vくらいまで使うとすると、低ドロップ型のレギュレータをかまして８Vくらいの動作ができると好都合なわけです。
まずは、電源電圧をパラメータに増幅度を見てみました。
VCC １２V １０V ８V
Gain ４４ｄB ４２ｄB ４１ｄB
という塩梅です。利得は３ｄB程度劣化しますが、４０ｄB以上は確保できそうなので、かえって２段アンプとすればちょうどいい利得かもしれません。次に、AGC特性も見ておきます。VCCが１２Vと８Vの場合の特性を以下に示します。
AGC特性
青色はＭＯＴ製のＭＣ１３５０で左がＶｃｃ＝８Ｖ 右がＶＣＣ＝１２Ｖ
赤は支那製ＭＣ１３０のＶＣＣ＝８Ｖ時
これを見ると、電源電圧を替えるとAGCの動作もそれにつられて大幅シフトするようなので、この特性を見ると、ちゃんとレギュレータをかまして電源電圧は安定化しておいた方がよさそうです。でないとSメータなんか、まったく不正確なものになってしまいそうですね。
さて、この状態でパチモノのMC1350を評価してみましょう。
やっと武漢発集近閉ウィルス禍の最中の支那からパチモノMC1350が到着したので（しばらく放置の上、アルコール消毒を徹底しました）、実験をしてみることにしました。写真は以下の通りです。
ＭＣ１３５０
左の８個が支那製 右の7個がＭＯＴ製
ＭＯＴ製には丸Ｍマークが曲がりなりにも入っている
支那製？はそこまで厚顔ではないようだ
これを先のモトローラ純正のMC1350と交換して、特性を測ってみます。以下に簡単にまとめると、出力のIMD３＝-35ｄBの時の
VCC=12V 利得 ４2ｄB
VCC=8V 利得 40.5ｄB
で、AGCのかかり方は先のグラフに赤線で示してあります。
これを見ると、若干利得が下がる傾向はあるものの、IMDがめちゃくちゃとか、AGCのゲインコントロールもダメダメといった「致命的」な特性崩壊は起きてないようですね。これで、経年劣化が問題なければ、SSB用IFアンプとして選択可能になると考えました。なにせ、SSBに使える、IF出力が取り出せるIFアンプICは、安物AMレシーバICにはほとんど存在しないので、MC1350はこの用途には貴重と言えば貴重な存在なのです。
ポータブル機用のSSBモードのIFとしては、MC１３５０は候補に残しておくことにしましょう。
実は、ＤＩＰ型のＭＣ１３５０とは別にＳＯＴのＭＣ１３５０があることにも気が付きました。値段も、ＤＩＰ型とそう大きくは変わらないようです。これも、仕入れて動作を見てみることにします。ＳＯＴのピンピッチは１．２７ｍｍですから、この辺りまでなら、カッティング-ランド工法が使えます。なので、同じようにちょいちょいと作ってみたのが下図です。
ＳＯＰパッケージのＭＣ１３５０（支那製）
ＳＯＴのＭＣ１３５０のＩＦアンプ
特性に関しては、まぁ、ほぼＭＯＴのものと同じといういい結果を得ることができました。ＳＯＴのほうが、ＤＩＰよりも利得が２ｄＢばかり大きいようで、ＭＯＴオリジナルと同じように、特性上は見えます。まぁ、実際にＩＦ回路を組む場合は、どちらを使っても大差はないような気がしますが。
＜続きです②＞ 【2020.6.4】
【制御回路】
すでに、以前にArduinoで遊んでいた時に、Si5351を使った周波数生成回路、LCD表示回路ロータリーエンコーダ回路は経験済みです。今回はこれをシンプルに構成するために、少しモジュールを変更してみることにします。方針としては、表示やSi5351へのインターフェースが３.３Vなので、制御回路も３．３V系のものにする・・・・ということで、ArduinoはProMiniを使ってみます。これで、ポータブル機の制御回路を構成してみることにします。但し、ProMiniの３．３Vバージョンは動作周波数が８MHｚですから、場合によったら、処理能力が足りないかもしれません。その時には、インターフェースをごまかす形で５V系16MHｚのArduinoを使うかもしれません。
以下にProMiniの写真を示します。これは、アマゾンで買ったのですが、もちろんAliで買えばずっと安く手に入れられます。最近、支那ブツまみれになっていて、若干息苦しいのですが、こうなったら、支那ブツのオンパレードでどこまで所望の機器が作れるかなんて、ひねくれてもいいのではないかと思っています（笑）。
ProMINIの外観
さて、いつものネット情報を参考にしながら、回路を構成していきましょう。
基本的には、ProMiniのコントローラ、表示器、ロータリーエンコーダ、いくばくかのコントロール用SWで回路を構成することになりますね。これらをPortable機としてどんなものを選ぶのか考えてみます。
まずは表示器です。今まで、SPI接続のQVGA（320*240）のTFT液晶モジュールを使ってみました。これは、１．８インチから３．２インチまであるようですが、私の制御法がつたないのか、ちょっと表示時間が長いように感じますし、なによりポータブル機としては外形が大きい感触があります。なので、ここでは１２８×６４の小型OLED（有機EL）を使ってみます。０．９６インチというやつですね。教示ドット数は約1/9になり、かなり情報量は減ってしまいますが、周波数とSメータ（バー）表示くらいならできるので、まずはこれで行きます。
0.96インチＯＬＥＤディスプレイ（Ｉ２Ｃ）
上記は試しにAliで買った０．９６インチOLEDですが、表示は上段が黄色で、下段が青というものです。初めて買ったので、２色の方が綺麗だろうと思ったのですが、表示させてみると黄色の表示部分と青の表示部分の間に「表示しない」部分があって、これを良しとするかどうかで評価が変わってきますね。ちなみにインターフェースはSPIではなくI2Cを選んでみました。表示速度にちょっと心配しましたが、後で述べますがやってみると特に問題はなさそうですね。
ロータリーエンコーダは、サトー電気で売っている１００ｐｐｒ（＝１００パルス/一回転）のREを選んでみました。ポータブル機用にはちょっと躯体が大きいのですが、安価でポピュラーな２４ｐｐｒのものだと、SSB用にはとってもフィーリングが悪いので、こちらにしています。AM用だったら、２４pprでもギリ大丈夫かもしれませんね。
100ｐｐｒのロータリーエンコーダー
さてこんな布陣でスタートしてみます。上記のパーツを結線しますが、回路図は以下のようになります。
制御部回路図
全系統を３．３Vで統一できているので、接続は極めて楽です。レベルコンバータのたぐいが全く必要ありませんし、Si5351と表示器はI2Cなので同じラインをパラ接続するだけで済んでしまいます。まずは最低限のローカルと制御回路を構成することができます。
全 景
左の赤いモジュールはＵＳＢ書き込みインターフェース
制御部の外観アップ
表示のアンマッチ（５０ＭＨｚＳＳＢが２９．５ＭＨｚって何だよう！）は
ご愛敬（いろいろ実験途中）ということで（笑）
実装は上記の写真のように大変コンパクトになります。もちろん、表示器はしかるべき場所にマウントされますので、この形の実装ではありませんが、それにしても、秋月の穴あき基板の半分以下の面積に、SSBにも使える発振器とその制御回路が乗ってしまうなんて、隔世の感がありますよねぇ。びっくりです。おまけに、ソフトはネットにある例をもってきて改変すれば、必要な機能が実現できるのですから、ずいぶん便利な世の中になったものですね（笑）。
とりあえず、ざっくり動作している様子を動画で示しておくことにします。
時に表示の周波数数字のキャラクタが乱れるのは、ＲＥの回転に対して表示が追い付かないため。
でも、まぁ、このくらいならなんとかなる。１００ｐｐｒのＲＥを一回転ぐるりと回した様子だが（つまみの白い点が一回転するのがわかる）、
５ＫＨｚステップで、ＲＥのツマミの白い点が同じ位置に戻ると５００ｋＨｚアップダウンしている。
これは、一応、ＲＥ回転に伴う表示抜けがないことを示している。
５０ＭＨｚＳＳＢと書いて３０ＭＨｚの表示（および５ｋＨｚステップ）はご愛敬ということで（笑）。
１００ｐｐｒのロータリーエンコーダの回転に表示と周波数設定がほぼ追い付いています。たったの８MHｚクロックのAVRにしては、よく動いているものだと感心します。
というのも、表示領域に関してはTFTのQVGA（320*240）液晶に比べて、OLEDは128*64ですから表示ドット数は約1/9です。実際に文字/数字表示を行うにも、０．９６インチOLEDは２．８インチ液晶の数分の１になるので、かなりまともな表示速度になるのでしょうね。最初はPromini３．３Vはクロックが８MHｚなので、速度が大丈夫かなぁと思っていましたが、最小限の動作をさせるのは問題なさそうですね。
なお、ソフトに関しては、表示器のSSD1306用のU8gLibライブラリ（GitHubで探す）というのを導入して使っています。今回のU8gLibも以前の２．８インチＴＦＴのフォントと同じく３２ＭＢのメモリの７０％以上も消費しちまって大変です。
このライブラリでは、数字の表示は
print(変数)
を用いるのが楽ですが、これだと、MHｚ、kHｚの区切りカンマを挿入するのが至難です。周波数表示の場合、この区切りがわからないと極めて見ずらいので、何とかしたいものです。これには、各桁をキャラクター化して、MHｚとkHｚの間にカンマか小数点を挿入する必要があるのでしょうが、これをやると、余計な演算が生じますので、今回は、所定の位置に小数点のドットを固定的に表示してしまうことにしました。これだと、変数である周波数情報をprintすればいいだけなので、なんの「表示に関わるCPUの負担」も発生しません。ま、今回はこれで良しとしてしまいましょう（笑）。
さて、次はSメータの表示法です。
A/D入力を使って、AGC電圧を読み込み、平均化処理をしてバー表示するだけですから、そんなにむつかしい話ではありませんね（と思っていました）。ところが、出鼻をくじかれます。というのも、U8glibは表示するためのルーチンが少し特異で、
void loop() {
si5351a_freq(0,vfo_out,_8mA,XTAL_FREQ);
u8g.firstPage();
do {
draw();
u8g.print(vfo_out/100);
} while( u8g.nextPage() );
}
のように、doルーチン内に表示コマンドを書き込む仕様のようです。これはLoop内に置きますが、表示しようとする対象の処理をLoop内に書いて、表示のためのルーチンを並記しておくと、とんでもなく処理が緩慢になってしまいます。最初は、「あほか？」と思われるほど遅かったので、唖然としてしまいました。
ロータリーエンコーダの割り込み処理とSi5351の書き込み、OLEDの表示までは結構速い動作に満足していたので、バー表示のこのトロさにはびっくりしました。実はいろいろ探ってみると、解決法として、
描画ルーチンの中に、Sメーターバー表示のためのコマンドを書き込んでしまう
という裏技があるようです。どうも、このU8glibでは描画ルーチンを抜け出すのに、一定時間がかかるのがトロイ理由らしいのです。しかし、それだとSi5351への書き込みも遅くなるはずなのですが、こちらは十分なスピードを保っています。このあたりが不思議なのですが、ライブラリの動作を追って、速度改善を行う技量もないので、ありもので動かすことにします（笑）。下にＳＭ端子を指でさわって、誘起するハムの電圧を表示させていますが、入力端子が画面上方で見ずらいのですが、そこをさわると、瞬時にバーが伸びるので、まぁまぁの反応スピードのようです。下の赤字はＳメータの表示部分です。
void loop() {
si5351a_freq(0,vfo_out,_8mA,XTAL_FREQ);
u8g.firstPage();
do {
draw();
u8g.print(vfo_out/100);
S_val = analogRead(A0);
u8g.drawBox(0, 57, S_val/8 , 15); //ＳＭ
} while( u8g.nextPage() );
}
＜その４＞ 【2020.6.20】
今回はメモだけ残しておきます。
【ドライバー用ＩＣ】
秋月で売っている豆粒ＩＣでＢＧＡ６１６というやつです。本当に豆粒なので、カッティング・ランド工法では限界の実装になりますね。とりあえず、下記のように特性測定用にＳＭＡコネクタをつけてみましたが、実際に使う時は基板化しないとむりっぽそうですね。
外見写真
ＩＣ中身の構造
単純な回路！
注：ＶＣＣにつながる抵抗は１００Ωではなくて３３Ωです
回路図
チップの中身を見ると2段のＴｒと4本の抵抗だけのパッケージみたいですね。スペックを見ると２ＧＨｚまでらくらく使えるようです。そんな高い周波数で使うには、ちゃんとインピーダンス整合の取れたラインを使わなくてはいけませんが、今回のような用途であれば、せいぜい５０ＭＨｚまで使えれば、十分ですから、写真のようないい加減な実装でもいいはずです。というところで、Ｆ特を以下に示します。
周波数特性
黄色線：基準ライン（ＴＧ直結）
－３ｄＢは２００ＭＨｚ以上で、もう私の用途では十分な帯域ですね。で、出力レベル的にはどこまで使えるか見たのが以下の図です。
ＩＭＤ３特性
スペアナ入力には１０ｄＢのＡＴＴ挿入
－５ｄＢｍ入力で出力が１４ｄＢｍ時(スペアナ入力には10ｄＢのＡＴＴあり）、３ｒｄ ＩＭＤが－４８ｄＢなのでＩＩＰ３が１９ｄＢｍとかなり優秀です。ゲインは１９ｄＢとなりますので、昔よく使っていたμＰＣ１６７７Ｃに似ています。こちらはＤＩＰパッケージなので、カッティング・ランド工法向きですが。
ただ、このＩＣも弱点があって、５０～６０ｍＡも電流が流れます。送信時なので、他の電流も多いため、あまり気にならないかもしれませんが、ローカル発振器のドライブ用とかに使うと、ちょっと「電流食いすぎ」になってしまいそうです。
そうはいっても、小型で、直線性も優れているので、例えば、パッシブミクサー出力をドライバーに渡すための緩衝増幅器（古！）の用途には十分に使えるのではないかと思います。
【ＲＦ/ＡＦ切り替え回路】
無線機を構成するうえで、信号経路を切り替えたいニーズは大変多いですが、この用途には、いままでは、アナログＳＷかリレーを使うことがほとんどでした。私の自作品は殆どが固定用途だったので、消費電流を気にせずにリレーを使えば、ＡＦからＶＨＦに至るまでの信号切り替えはできました。
ただし、これがポータブル機になると、リレーは最低限の使用に留めないと、無駄に電流を浪費して、うまくありませんね。なので、高い周波数まで使えるアナログＳＷ的なものはないかな？と常々思っていました。
実は、ちょっと前に、ＳＤＲトランシーバキットのＳＤＲ-３を組み立てたのですが、この回路はいろいろ示唆的なところが多く、その中に半導体ＳＰＤＴスイッチが信号経路切り替えに用いられていたのを思い出したのです。で、さっそく深?のパーツ屋から取り寄せてみました。さすがに、これは支那製ではないと思いますが、
ＳＮ74ＬＶＣ１Ｇ３１５７
と言います。同様なＳＰＤＴスイッチは多種あるようです。また、入手に関しては、デジキーとかで、何か他の半導体を買って送料がゼロになるときの「おつまみ」ならいいでしょうが、個別の国内での購入だと送料だけでも馬鹿にならないと思います。だったら、ＡＬＩで発注すれば、送料は微々たるものですから、単独発注でも、気になりませんね。ただし、いつ来るか（あるいは来ないかも）は保証がありませんけど（あと、時節柄、アルコール消毒は必須です：大笑）。
これも、豆粒チップですね。おまけに6本も足があるので、先のチップのように、簡単にマウントできません。この場合は、秋月のＳＳＯＰ8ピンからＤＩＰ8ピンの変換基板を使うほうがいいと思いますが、あえて、カッティング・ランド工法で迫ってみます。
バラック実験の様子
素子は配線に隠れて見えない
回路図
なんだかごちゃごちゃになってきますが、奇跡的に接触もなく動いているようです。昔ならば、こんな離れ業をやってのけた時代もありましたが、さすがに今では老眼が進んだために、このあたりの工作が限界になりつつありますね（苦笑）。
特性ですが、まずは、ＲＦから行ってみます。いつものごとく、5ｄＢｍ×２の２－ｔｏｎｅを通過させて、ＩＭＤを見ることで、使えそうな範囲を見ていきます。
９ＭＨｚの２トーン通過時ＩＭＤ３特性
５０ＭＨｚの２トーン通過時ＩＭＤ３特性
１００ＭＨｚの２トーン通過時ＩＭＤ３特性
これからわかるのはＩＩＰ３で３５ｄＢｍにも達するので、ほとんどの小信号回路のスイッチングには使えそうです。これには、ちょっと驚いてしまいました。また、アイソレーションですが、写真に見えるごとく、実装がプアなので、けっこう厳しいとは思いますが、以下のようです。
アイソレーション特性
これを見ると、５０ＭＨｚで５０ｄＢのアイソレーションが取れています。例えばＩＦフィルターの切り替えに使うような場合、入力と出力を共に切り替えるようにすれば（普通はそうなる）、全体（フィルタとＳＷ）のアイソレーションの劣化をきたすことはないと思います。フィルターの保障減衰量が８０ｄＢであるとすると、入力と出力で４０ｄＢずつ分担すればいいと考えましたが。
次にＡＦの様子です。ＡＦはせっかくＳＩＮＡＤ測定ができるので、１信号でも、ひずみの度合いがわかります。入力に０ｄＢｍの信号を突っ込んだ時のＳＩＮＡＤを以下に示します。なお、オーディオ帯の時は低域Ｆ特性を延ばすために結合コンデンサに10μＦをパラっています。
| 周波数 | ＳＩＮＡＤ |
| １ｋＨｚ | ７１ｄＢ |
| ２ｋＨｚ | ７２ｄＢ |
| ３ｋＨｚ | ７１ｄＢ |
| １０ｋＨｚ | ７１ｄＢ |
この表からは殆ど問題はありません。１０ｄＢｍでも７０ｄＢ以上が得られるので、無線機内の信号レベルは殆ど切り替えられると考えていいようです。なので、このＳＰＤＴ-ＳＷはかなり有用なものだと思えて来ました。ただ、信号レベルはチップのＶｃｃ/２にプルアップしないといけないのは、ちょっと面倒ではありますが、これはアナログＳＷを単一電源で使う時は「お約束事」ですから仕方がないと思います。
＜その５＞ 【2020.7.5】
さて、大体の回路実験が終わりました。
実は、パワーアンプがまだのようですが↓に示すごとく、何個か作ってみています。まぁ、特性に関しては、いままでに１～２Wクラスということで何度も作成しているものと同じですから、ここでは特性を詳しく述べることもないでしょう。１２～１４VのVccで動かすものという仮定で作っています。
パワーアンプとドライバーユニット
RD16HVF－１ ２SC1972
RD06ＭＵＳ-1
これらからパワーアンプを作っていくのでしょうね。どれを選んで並べるのかは、そのうちにくみ上げる過程で述べていきたいと思います。
実はここで悪い癖がでまして・・・・・・支那の２ＳＣ１９７１（日本では幻のＴＲですが、まだ純正を7本持っています：笑）をいじってみました。上記のモジュールのＴＲを支那製の２ＳＣ１９７１に交換してみたのです。で、結果ですが
支那製２ＳＣ１９７１
左は電流暴走してオジャンになった2個
下段右端は純正２ＳＣ１９７１
まったく三菱マークまでぽくって、どうしようもない奴らだ
なんとなんと、日本製の１９７１で調整しておいいた回路のＴＲだけを交換してみたら・・・・・いきなり電流が流れ過ぎて昇天（一発目）だったので、次はそろーりとバイアスを上げていこうかと、ベースカレントの流れないようにセッティングして、Ｖｃｃオンすると、これまた昇天！という、うわさに違わぬ「ド支那品質ぶり」を披露してくれました。2回もこけたので、これ以上の実験は無意味と判断して、上記の２ＳＣ１９７１はゴミ箱に直行でした。さすがに、なんでもありの国の部品なので、仕方がないでしょう（苦笑）。「新品」はテスターであたるとそれなりにトランジスタらしく見えるのですがねぇ・・・・（笑）。
ということで、寄り道しましたが、「日本製のＴＲ」のモジュールを繋ぎ合わせてトランシーバに仕上げていくことになりますか。まずは、受信回路からです。
しかし、ここで、ちょいと問題が起きてしまいます。当初はMC1350の２段で軽くやっつけようと思ったのですが、この石はVccを８Vくらいで使うと、どうも利得可変の制御レンジ幅が狭くなるので、AGCをうまく掛けるには苦労します。筐体内でマイナス電源が自由に発生出来て、オペアンプの能力をふんだんに発揮できればそんなにむつかしいことはないのですが、単一電源だと（できにことはないです）ちょいと苦労します。また、このIFアンプは段間に帯域制限のフィルタを用いないと、若干ノイジーです。逆に、アップコンバージョン方式のトランシーバの時には段間にたっぷりフィルタを使ったので、まったくノイズ感を感じることはありませんでしたが。
ＩＦ3段アンプと右下にＡＧＣ増幅回路
なので、ここは一気にNfの低いMOSFETの３SK２９４でやらかすことにしました。ただし、MOSFETだと、利得が２５ｄBくらいしか取れないために３段増幅にしています。段間のIFTのホットエンドから信号給電すれば、NFを劣化させずに利得を上げられて、２段で済むかもしれませんが、ここでは回路間の結合を減らして安定に動くように、また、AGCレンジを拡大するためにも３段増幅でやっています。この石はゴマ粒パッケージで工作がむずいですが、安いので気に入りました。
さらには、大きなAGC電圧を取り出すために、２SK241のAGCアンプを入れています。このAGCアンプがないと、十分なAGC電圧を取り出すことができません。
これで、トップから感度を測ると、０．２μVｒｍｓでS/N=１０ｄBを得ることができます。トップアンプとミクサー（パッシブDBMの予定）の合計では若干の利得がありそうなので、IFではこれ以上の感度は必要ないのではないかと思っています。
とりあえず、いまのところの全景を晒しておきます。IFのあとは、NJM２５９４によるプロダクト検波器、LM３５８による３ｋHzのLPF、LM３８６のアンプと続きます。
いまのところの図
途中ですが、回路図とか、マッチング回路のノウハウとかはTo be continued です（笑）。
＜その６＞ 【2020.10.10】
久々の更改です。
このあと、少し部品をマウントしていったので、経過をフォローしておくことにします。
まずは、この写真ですが、８月２３日ころの様子です。以下の項目における（内）は該当箇所をＴｗｉｔｔｅｒでつぶやいた日付です。
８月２２日頃の様子
うう、なんだかぼけてる！
これは今から２か月前の様子なのですが、現在とあまり「見た目」は変わっていません。というのも、このあと延々とトラブルつぶしというか、目論見が違っていた部分の修正が続いているからです。この写真で、ＲＸは
1ｓｔＭＩＸ→ＩＦフィルタ→ＩＦアンプ（ＦＥＴの３段）→ＳＳＢ-ＤＥＴ→ＡＦフィルタ→ＡＦアンプ
ＴＸは
ＭＩＣアンプ→ＢＭ→ＩＦアンプ（ＦＥＴ）→ＩＦフィルタ→送信ＭＩＸ
という状態で、これに１ｓｔＬＯとＢＦＯ機能をもつＳｉ５３５１とＡｒｄｕｉｎｏコントローラが載っていました。これらのコンポーネンツは、すでに以前に紹介したものをつなぎ合わせたものでした。これなら、すぐに完成するだろうと思ったのが運の尽きです。これ以降、その苦難の経過を書いておきます。実は、この時点で動作させてみて、ＰＷＺ的観点からは、とってもまともな形にはなりそうもないので、なにか理由をつけて、止めてしまおうかと、投げやりになっていました。しかし、ま、それもちょっと悔しいので、こつこつツツイテいったのが、以下の経過報告というわけです。
（１）まず露呈したのが、サイドバンドサプレッション不足（８月２７日）
最初は移動用の機器なので、あまりまじめに考えていなくて、ＩＦフィルタのクリスタルは６素子もあれば十分だろうとタカをくくっていました。フィルタの高域側を減衰域に使うＬＳＢならば、減衰量が（低域の減衰量より）多いのでなおさらＯＫと思っていました。ところが、よくよく考えてみると、Ｓｉ５３５１はスプリアスが多いので、アッパーコンバージョンが必須になりますから、そうなると、ＳＳＢ生成の段階では例えば７ＭＨｚ用とするなら、ＵＳＢで生成する必要があり、減衰量の少ないサイドにキャリアをおかなければなりません。
試しに６素子のフィルタで、通過域から-１５ｄＢ程度の減衰点にキャリアをおいて、さらに１ｋＨｚ下がったところのフィルタ減衰量を見ると、通貨域に比べて-40ｄＢ程度しか得られていませんでした。これで、ＳＳＢ変調すると、逆サイドが-40ｄＢ程度漏洩してきて、見られたものではありません。ショックでこの逆サイドの漏れを記録してなかったので、ここでは載せられませんが、今時のスペクトラムモニタのついた市販機なら、交信中にも、「おーい、サイドが漏れてるぞ」と言われかねないレベルです（苦笑）。
６素子と８素子のＸＦの振幅減衰量
なので、仕方なしに２素子を追加して８素子とすることにしました。これで、逆サイドの減衰量は６素子に比べて２０ｄＢ近く改善することができます。その様子は、このフィルタではなく後述のフィルタのところで記しておきます。この、後述というのも歯ギシリモノの話で、いやー、あまり考えてなかったなぁと悔しいのですが（苦笑）。
２素子の追加は比較的簡単です。ＸＦ作成用に選んであったクリスタルで次点になったものを２つばかり追加して、６素子とおなじような装荷ＣあるいはトリマＣをつけておしまいになります。
（２）おっとぉ、ＸＦをつけると感度が劣化するぞ（８月２８日）
次なる不具合は上記のようなものです。３段のＩＦアンプで０．２μＶ＠５０ΩでＳＩＮＡＤ＝10ｄＢが得られましたから、これはこれで満足して、ＩＦフィルタをつないでみました。ＩＦフィルタのマッチングサーキットとしては、下図のような常套手段があります。
Ｌマッチの方式２種
マッチを用いると数百～数キロΩのフィルタのインピーダンスを５０Ω系に変換できるので、特性測定をするときは非常に便利です。これで、特性を整えておいて、５０Ωに近いＩＦアンプ回路にインターフェースすれば、フィルタの特性を乱すことなく実装ができます。ハイインピーダンスに持っていきたいのであれば、同調コイルにリンクコイルを巻くことで、簡単に５０Ωにインターフェースでき、おまけにステップアップゲインが得られます。そのあたりはここに示してあります。
実は最初は、図中のタイプ（Ａ）でインピーダンス変換をしていたので、そのままＩＦアンプ（入力は前述の同調回路付き）につないだのですが、こうするとどうも感度が５～７ｄＢ程度劣化してしまいます。
これは、最初何故なのかよくわからなかったのですが、インターフェース回路を（Ｂ）にすると、感度劣化が解消されてしまいます。なので、理由がわからず悶々としたのですが（劣化が解消すりゃ、そんなことはどうでもいいかも？）、釈然としません。みなさんの発表されている回路図を見ると、ほとんどが（Ｂ）のようなので、この回路で、感度劣化が起きる事象は報告されていないようです。
そうこうしているうちに（Ａ）で感度が劣化するのは、もしかしてＬに誘起されるノイズのせいかとも考えましたが、（Ｂ）だって、もしそんな事があるなら信号源に直列ですから、同じように雑音重畳がなされるはずで、どうも話がしっくりきません。しかし、今後のことを考えて、弱電力のところのインピーダンス変換には、重畳ノイズのことを考えて、Ｌマッチは(B)を用いたほうがよさそうです。
（3）ＩＦフィルタの中心周波数変更（９月１２日）
これは痛恨の出来事でした。当初は昔からアマチュアバンドのシングルコンバージョン用の無線機を作るには、９ＭＨｚのＩＦが定番だったように思えます。５０ＭＨｚでも大丈夫じゃなかったかな？という思い込みが激しすぎて、なにも考えずにこの周波数でＩＦフィルタを作っていました。しかしながら、受信の場合はまったく問題が無くても、送信の場合はＩＦ信号の３倍が送信すべき周波数の近傍になって、これは、送信帯域のＢＰＦではまったく分離できないことを、軽く考えていた報いです。
実は、昔、ＤＢＭのミクサーを用いてＩＦが10.7MHzだと２１ＭＨｚ帯のＩＦ信号の２倍波が落ち込むよとここで指摘し、この時はそのスプリアスは-70dB程度でまったく問題なかったし、いにしえの真空管機でも、３.３９５ＭＨｚＭＨｚのＩＦフィルタを用いましたが、この時も２倍波が７ＭＨｚに近くて、フィルタで抑圧できないことは初めからわかっていたので、候補のシングルバランスミクサのＩＦ２倍波のレベルを真っ先に確認して、これも-60ｄＢ以上は取れていたので、今回も大丈夫だろうとタカをくくっていましたが、実際に見てみると、なんと３倍波が-45ｄＢで「アウト～～～」でした。
これには目がくらくらしましたが、気を取り直して周波数を変えることにしました。今度は、失敗しないように周波数関係を気にしながら、１２ＭＨｚとしています。
１２ＭＨｚのＩＦフィルタ
上がＡＭ用６素子 下がＳＳＢ用８素子
１２ＭＨｚのＩＦフィルタの特性
青色がＡＭ用６素子 黄色がＳＳＢ用８素子
今度は最初から８素子のＳＳＢ用と６素子のＡＭ用を一気に作りました。ＳＳＢ用は０．３～２．５ｋＨｚの通過帯域、ＡＭ用が５ｋＨｚ程度の帯域にチューンしてあります。ここでは最初から、Ｌマッチの形式は(B)でやっています（笑）。
(4)Ｓｉ５３５１の雑音？BFOに注意（９月１４日）
Ｓｉ５３５１は今や自作無線機になくてはならないＬｏｃａｌ用素子になっています。安価でプロフラム例も容易に手に入り、特性もそこそこなので、あっという間に自作界のマストアイテムになっていますね。実は私の場合、かなり以前に試したことがあったのですが、今にして思えば、使ったモジュールの不都合な特性のせいからか、あまり手を出したくないと思っていました。当時は、方形波による高次スプリアス以外に、小数点分周に起因する多くの微小スプリアスが多く、微弱な妨害を嫌う無線機には使用をためらっていました。
今回、移動用機器を作るにあたって、最初はＤＤＳか、あるいはＰＬＬでとも思ったのですが、ここらで食わず嫌いを脱して、徹底的にＳｉ５３５１をしゃぶってみようと思ってつつき始めました。
それで、ＬｏｃａｌとＢＦＯに使い始めて最初にぶち当たったのが、「復調雑音の増加」でした。まずは、下図を見てください。これは１ｓｔミクサー、ＩＦフィルタ、ＩＦアンプ、プロダクト検波器、３ｋＨｚのＬＰＦを通過させ、ＬＭ386のアンプを通した場合の復調残留雑音です。一応、Ｓｉ５３５１は１ｓｔローカルとＢＦＯの同時使いです。
復調ノイズ
ストレージオシロでなく、アナログのオシロで撮ったので明瞭に特徴が抽出できていませんが、周期的なスパイクノイズが見えています。図中の「↓」と「↑」で示したものです。これは周期的に発生し耳障りで是非撲滅したいと思わせます。実は、この時点では、Ｓｉ５３５１のモジュールは秋月の５００円のモジュールを使っています。これ、アースが全くなくて、単に端子とＳｉ５３５１をつないだだけのブツです。
これだと、後に示すように、高調波以外に微小なスプリアスの発生が多く、それが、Ｓｉ５３５１内部か無線機構成要素で干渉というか相互変調を起こして、オーディオ帯に周波数変換されて落ちてくるケースは十分に考えられます。
ＢＦＯにＶＸＯを使った場合の復調ノイズ
ＶＸＯによるＢＦＯ
上図は、ＢＦＯとして、ＸＦを作るときに余ったＸＴＡＬをＶＸＯとして使って、ちょっとだけ発振周波数を下側に引っ張って、ＢＦＯとしたときの様子です。周期的なパルスは無く、おまけに雑音の振幅もＳｉ５３５１の場合に対して減少しています。これだと聞いた感じは殆ど問題無い特性を得ることができました。最悪の場合は、ちょっと間抜けではありますが、ＢＦＯをＸＴＡＬのＶＸＯで対応することになるかもしれません。
（5）Ｓｉ５３５１のスプリアスの変化（９月２２日）
上記のＢＦＯの検討と並行して、Ｓｉ５３５１の高次スプリアスを何とかしたいと思っていました。というのも、Ｓｉ５３５１の出力にＢＰＦをつけると結構回路規模が増すので、なんとか、１ｓｔMixer後（ＴＸ）とＲＦアンプの前（ＲＸ）に帯域制限する強力なＢＰＦ「だけ」でスプリアスを除去できないかと考えていたからです。秋月のＳｉ５３５１モジュールは、どうもある周波数においては、３～５ＭＨｚ離れに結構大きなスプリアス（-４０ｄＢになることもある）が出やすく、バンドによっては帯域制限のＢＰＦの作成に大きな苦労が伴いそうだからです。
そんな問題意識をもっていたとき、同じような悩みの書き込みがこちらに掲載されていました。その書き込みによると、秋月のモノでなく、ストロベリーリナックスのＳｉ５３５１モジュールが比較的ノイズが少ないという情報を得ることができました。さっそく購入して、比較してみたのが下図です。２バンド化したいので、しかるべき周波数のスパンを変えてスプリアスを見ています。
Ｓｉ５３５１（秋月モジュール）のスプリアス（Ｂｗ＝100ＭＨｚ）
Ｓｉ５３５１（ストロベリーリナックスのモジュール）のスプリアス（Ｂｗ＝100ＭＨｚ）
Ｓｉ５３５１（秋月モジュール）のスプリアス（Ｂｗ＝20ＭＨｚ）
Ｓｉ５３５１（ストロベリーリナックスのモジュール）のスプリアス（Ｂｗ＝20ＭＨｚ）
これらを見ると、アースパターンの有無でかなりの特性変化があることがわかります。まぁ、高次のスプリアスは、矩形波出力なので、奇数次の出方は変わらないのですが、近傍は10dB以上は変わってきます。これは、１ｓｔＬｏｃａｌとＢＦＯを同時利用するような場合は、チップ内部で発生する「相互変調成分」を問題視するときは、顕著に効くのかもかもしれません。
事実、このモジュールで２周波（１ｓｔＬＯ＆ＢＦＯ）を出力させて、先に問題となった復調雑音を見てみると、確かに減っていて、６～７ｄＢは感度が向上します。要はVXOによるＢＦＯとほとんど変わらないレベルです。しかし、良く耳を澄ませると、残留しているようなのですが、ノイズフロアが高いＨＦローバンドなどで使うには受信機の残留ノイズに埋もれてしまっているので、気にしないでいいかもしれません。ハイバンドではわかりませんが。
ただ、理屈の上ではそうなのですが、どうにもＰＷＺ的には、微弱な信号を受信するにも拘わらず、大きな振幅の方形波を無線機内部でガシガシ生成することに抵抗を感じてしまうのです。曰く、どんな妨害に遭遇するかわからない・・・・・という観点からです。
現実的には、２周波数生成のＳｉ５３５１のせいで生じる受信スプリアス応答は、７ＭＨｚ帯で一か所ありました。バンドを抑圧してしまうような強さではないので、気にしなくていいとは思いますが、これはＤＤＳを使っても、「出るときは出る」ので、ま、一か所でよかったねくらいに考えておくことにします（笑）。
まだまだ続くのですが、今回はこの辺で一区切りします。さて、完成するのはいつのことやら（笑）？
＜その７＞ 【2020.10.30】
続きです。
オーディオ回路ですが、一応、ＬＰＦをつけています。ＬＰＦが無いと高域のノイズが気になります。なので、単電源のオペアンプで簡単なＬＰＦをつけてみました。単電源ではＡＣ結合が必須になりますが、多段のＯＰアンプを使うと動作レンジが狭まることがあります。、結合Ｃの漏れ電流でもあるためでしょうか？よくわかりません。最初は定Ｋ型の２段のＯＰアンプでやっていたのですが、この罠にはまってしまいました。なので、これを改善するために、多重帰還形の１段で済ませることにしました。以下は大した情報ではありませんが、メモとして残しておきます。
多重帰還形ＬＰＦ（単電源）
特性についても以下のように載せておきます。カットオフは２．６ｋＨｚに設定しました。減衰域のスロープは-10ｄＢ/オクターブに見えますが、ここは-12ｄＢ/オクターブのはずです。なので、ちょっと誤差がありますね。
多重帰還形ＬＰＦ（単電源）のＦ特性
次はＡＭ検波回路です。実は、ＡＭ検波はＳＳＢ用ＩＦフィルタを使ってプロダクト検波（ゼロビート）で済ませてしまおうと思いましたが、一応、包絡線検波回路も搭載することを考えて、特性を取っておくことにしました。回路は、以下の２種です。
ＡＭ検波回路２題
ものの本によると、エミッタから出力を取り出すタイプ(A)とコレクタから出力を取り出すタイプ(B)があって、(A)は入力感度と出力レベルは低いがひずみが少なく、（B)はまったくその逆になると蘊蓄が書いてありました。特性を測ってみると以下の通りでした。
ＡＭ検波回路２題の特性比較
検波回路の入力に1Ｖｐ-ｐ＠50ΩをＡＴＴを介してＤＵＴに供給
図はＡＴＴ量を横軸に取っている
縦軸は検波出力を１０ｋΩ負荷で受けた信号の「相対値」で表示
図からは蘊蓄通りの特性が得られました。ただし、その差は激しく、(A)のエミッタ出力型はひずみ率は良くても(B)のコレクタ出力型に比べて感度差がすさまじく、また(B)は入力信号を上げてもひずみがあまり改善しません。なので、簡易型の受信機には（Ｂ）のほうが感度が高いので重宝されますが、ある程度のＩＦ増幅度（７０ｄＢ程度）を持つ受信機ならば、(A)を採用したほうがいいでしょう。
(B)のほうが増幅度は大きいですが、受信機として組んでみると、ＩＦ増幅度が８０ｄＢ近くあるためか、ＳＩＮＡＤ＝１０ｄＢを得る受信入力レベル（受信感度）は（Ａ）と殆ど差はありません。
次は、変調回路に話題を移します。これは、実機に実装したＤＢＭで、ＢＦＯにＳｉ５３５１を使った場合です。ＩＦフィルタを８素子化してＵＳＢに対する逆サイドバンドを抑圧強化した結果です。これをＬｏｃａｌとＭｉｘして、７ＭＨｚのＬＳＢ信号に変換しています。キャリアサプレッションはここに表示があるように-６２ｄＢが得られています。これは、フィルタによる減衰量が-18ｄＢ、ＮＪＭ2954のキャリア抑圧は-44ｄＢというところですが、ＩＣ-ＤＢＭのキャリアサプレッションは、安定度がそんなに良好であるというわけでもなく、ここは考慮の余地があります。
キャリアサプレッション、逆サイドサプレッションの様子
さて、次は逆サイドバンドサプレッションですが、これは-70ｄＢ程度が得られています。この値は安定的に得られますが、アナログ回路の限界からというわけでもないのですが、高精度スペアナにおいては、しっかり抑圧できない逆サイドバンドが見えてしまいますね。
ま、-70ｄＢ程度ですから純アナログ機で、おまけに移動用と考えれば、まったく後ろ指をさされることはないのですが、このところ、シミュレーションとかＲｅｄｐｉｔａｙａとかで遊んでいると、こういう「不都合な事実（笑）？」が許せなくなってきてしまいます。かといって、アナログ機じゃ、これ以上は、フィルタに超絶減衰のものを持ってこないと特性向上できませんから（１０素子とかのフィルタでさらに抑圧することは可能）、移動用としてはあきらめるしかないのですが。
次は、送信側のスプリアスです。送信ＤＢＭ出力のスプリアスは、前回示しましたが、今回はそれを抑圧することを考えます。ここはＬＣフィルタ以外に選択肢はあり得ませんが、型式についてはいくつかの候補があります。それは並列共振回路を用いて、その段間をＣで結合させるタイプと今回用いた直列共振タイプです。最近は、ＴＧ/スペアナが普通に使えるので、調整が厄介ですが減衰量の大きな直列共振タイプを採用します。
直列共振タイプのＬＣフィルタ（３段）の例
７ＭＨｚ（上）と２７ＭＨｚ（下）
上図は、７ＭＨｚと２７ＭＨｚのフィルタです。この共振回路のＬＣはＱが低いと挿入損が大きくなってうまくありません。ここでは、ご覧のようにＬとしてはトロイダルコア、Ｃはトリマーを採用しています。トロイダルコアは漏れ磁束が少ないので、迷結合が少なく、Ｑも比較的高いので、迷わず採用します。これが１０Ｋとかのコア入りコイルだと若干ロスが大きいようです。
Ｌにトロイダルコイルを使うと、フィルタ特性の整形のためには、トリマーコンデンサが要ることになります。但し、これが曲者で、昔のように品質のいいセラミックのトリマーコンデンサが容易に購入できれば問題がないのですが、いまではなかなかむつかしい状況です。
実は、トリマーコンデンサに関してはＱの高いモノを求めていろいろトライして、結果手痛い目に合っています。Ｅｂａｙで検索すると、取り外し品と思しき非常に安価なブツがゴロゴロ見つかります。Ａｌｉ-ｅｘｐｒｅｓｓでは、取り外し品ではないですがやはり安いものがあります。しかし、これらは、このような高Ｑが要求される場面には、全く使うことができません。
私は、いろいろ探した結果、何種類かの比較的高Ｑ（２００以上）なモノが見つかりました。その中で、容易に入手できるものは、Ａ電子に置いているモノです。最大容量が６０ｐＦなのがネックですが、まあまあ使える（最良では決してないです。昔はセラミックトリマーのいい奴はＱは１０００とかいうのが容易に手に入りました）。
さて、これらのＢＰＦの特性を見ておきましょう。
２種のＢＰＦの特性
上図を見ると面白いことがわかります。青は７ＭＨｚ帯のＢＰＦです。この時のＴＧ－スペアナ直結のレベルは上限目盛から一目盛さがった点ですから、７ＭＨｚにおいては殆ど損失がゼロです。一方、黄色は２７ＭＨｚを想定して作ったのですが、頭が丸くなっていますね。これは素子のＱが低い時の典型的な特性です。また、損失が-2ｄＢ程度に増えています。もし、パチモンのトリマーコンデンサを使うと、頭が丸々でおまけに挿入ロスの大きな特性に成り下がります。
次に、前回のＤＢＭ出力に上記のＢＰＦをかました場合のスプリアスを、見ていきます。まずは７ＭＨｚです。
スプリアス特性
中心周波数：７．１ＭＨｚ スパン：1ＭＨｚ
スプリアス特性
中心周波数：７．１ＭＨｚ スパン：５ＭＨｚ
スプリアス特性
中心周波数：２５ＭＨｚ スパン：５０ＭＨｚ
スパンが1ＭＨｚの場合は信号近傍に雑音の盛り上がりが残っていますが、これは、Ｌｏｃａｌに用いたＳい５３５１の近傍雑音と変調器で拾ったＡＦ帯の残留ノイズ？の合成と考えられます。スプリアスと思しきものは-80ｄＢ程度を確保していていい感じです。これはシングルトーンではなく、２トーン信号を平均化した結果です。この測定モードはけっこう厳しくスプリアスが発現するモードなので、これで問題無ければ、シングルトーンでは、まったく無問題です。
スパンが５ＭＨｚではスプリアスが見えず、１００ＭＨｚでは第二高調波が-65ｄＢと全く問題ありません。
次に２７ＭＨｚの様子です。以下に示しますが、同様に問題となるスプリアスは見当たりません。ＢＰＦが極めて良好にＳｉ５３５１のスプリアスを抑え込んでいるのがわかります。
スプリアス特性
中心周波数：２７ＭＨｚ スパン：1ＭＨｚ
スプリアス特性
中心周波数：２７ＭＨｚ スパン：５ＭＨｚ
スプリアス特性
中心周波数：５０ＭＨｚ スパン：１００ＭＨｚ
以上は送信/受信共用ＤＢＭの後にプリドライバーをつけて、ＢＰＦをかました結果ですが、この後にドライバー、ＰＡと続いて高調波が発生しますが、これは定Ｋ型の３次程度の簡単なＬＰＦで容易に取り除けることが明らかなので、Ｓｉ５３５１の多スプリアス問題は解決できたことになります。
さて、ここまではツイッターで発信してきたのですが、昨今はなんだかやる気がそがれています。原因はなんだろうかと自問してみると、アナログのシングルコンバージョン機の限界が見えて、まーこんなものなので、綺麗にまとめるのが若干面倒！になってしまったようです。アナログ機でも、アップコンバージョン+パスバンドチューニング等の凝った構成をとれば、そこそこの特性になるのですが、今の想定される筐体規模ではそれも無理ですね。また、ＧＮＵＲａｄｉｏでディジタルのシミュレーションや、Ｒｅｄｐｉｔａｙａで実際にびっくりするような特性の信号を見ていると、当たり前ではあるのですが、どえらく手間をかけているのに、所詮はアナログの限界を感じてしまったのかなぁ・・・というところでしょうか。
てなところで、一回中断することにします。昔に真空管２００Ｗリニアでえらく苦労して中断しましたが、その後、しっかり復活して特性も満足できた例もあるので、もしかしたら、またこのページに戻ってくるかもしれません。最後に、現状写真を晒しておくことにします。
現状写真（全景）
現状写真：Ｓｉ５３５１モジュールを交換したの図（笑）
＜追補です＞ 【2020.11.7】
最近、オーディオ用ＦＥＴで７ＭＨｚにて良好な直線性を持って２００Ｗｐｅｐを実現するリニアをでかしたので、そちらの記事でも書こうかと思っていた矢先にちょっと変な記事に出くわしました。実は、その記事には、ここでもオカシイと指摘した、コロナコメントが書いてありました。おっと、問題はそっちではなくて、もともと、ＡＭ用の受信チップを検索中に引っかかったブログですが、書いてある内容が信ぴょう性に欠けるものだったので、ちょっとここで修正しておこうと思います。すでにツイッターでも先出ししましたが、特に反論も無いので、ここで記事にしてもいいと思います。
武士の情けで、ＵＲＬは晒しませんが、その記事曰くアナログＴＶの映像信号増幅用ＩＦ-ＩＣであるＭＣ１３５０を、
「これはＦＭ用の素子だ」
と書いています。言ってることが良く理解できないのですが、
「振幅信号の増幅はできない」
と言いたいようです。
これには、「このＩＣはアナログ映像信号増幅用だよ、規格表にも、使用例に書いてあるでしょ！」
と諭せばそれで終わりなのですが、そもそも、
「規格表は信用しない」
とおっしゃるので、ここは、事実で示すしかないな、ＭＣ１３５０の名誉を守るためにも（笑）てな具合で、実験した結果をＵＰしておきます。ま、いままで多くの方々がＭＣ１３５０をＳＳＢ用の通信型受信機に使って良好な成果を得ていますので、それを示すだけでも本当は十分なのですがね。実は、私もアナログのメイン機にはこのＩＣを使っていい感じで受信できています。
さて、肝心の実験ですが、ＤＵＴとしてはこれを用いました。電源電圧は掟破りの８Ｖ（１２Ｖ以上が推奨）です。
ＭＣ１３５０のリニアリティ
まず、このＩＣがＦＭ用というなら、入力信号に応じて出力信号が比例して変化する「リニアリティ」なんぞは持ち合わせていないはずです。ＦＭ要ＩＦ-ＩＣはリミッターと呼ばれて、多大なゲインを有していて、入力信号が微小でも出力信号は飽和してしまいます。上図は入力信号として３０％変調のＡＭ波を-120ｄＢｍ、-100ｄＢｍ、-80ｄＢｍ、-60dBmとしたときのＭＣ１３５０の出力スペクトラムです。それぞれ、順に、緑、紫、黄、青の波形が入力レベルに対応します。見ての通り、飽和などせずに、奇麗にリニアに増幅（ＡＭ波のスペクトラムが変形しない）されています。当たり前といえば当たり前なのですが、これを見ただけでも、ＦＭ用であるはずがありません。おまけに、入力が-60ｄＢｍ時の出力信号の時間波形を以下に示します。
ＡＭ信号の出力波形
振幅情報はしっかり保持されていますね。ＦＭ用ならば、このレベルで振幅情報はとっくに消失してしまいます。入力レベルがこれ以上になると、出力スペクトラムが乱れて、しまいにはキャリア状態になりますが、そんな領域ではＡＧＣをかけて増幅度を抑えますから、心配はいりません。逆に、ＡＧＣ無しでこのＩＣを使うのは邪道です。
さらには、ＡＧＣを掛けた場合の動作も見ておきます。
ＡＧＣを掛けた場合の出力スペクトラム
これは、入力に-60ｄＢｍを入力しておいて、ＡＧＣ電流を制御して利得制御をした時のＭＣ１３５０の出力スペクトラムです。２０ｄＢステップで６０ｄＢほど減衰させています。見てわかる通り、綺麗にスペクトラムを維持して利得制御ができています。そもそも、これは映像増幅用アンプＩＣですから、ＡＭ信号を歪まずに利得制御できなければおかしいわけです。たしかアナログＴＶのＩＦ周波数は５８ＭＨｚだったはずで、これに使うのよと規格表に書いてあります。もっとも規格表を信用しないというのであれば、もう何も言うことはありませんが（苦笑）。