秋月御用達の部品類
ざっと部品を搭載＆配線してみる
| ESP32 SD-TRX 【2022.12.27】 |
去年から今年にかけてTeensy4.0でベースバンドのSD-TRXで遊びましたが、当時は1６ビットの固定小数点演算しかライブラリでサポートされていませんでしたので、Ｔｅｅｎｓｙの持つ極めて高い処理能力を完全に生かすことが出来なかったのが残念でした。今では、３２ビット浮動小数点演算のオーディオライブラリができたようで、またまた魅力的になっていますが、私的にはこのライブラリは中身がよくわからないので、確かに処理構成を素早く記述するには便利ですが、ひとたび動作が「ＰＷＺの想定と異なる」場合は、何処に原因を求めたらいいのかパルプンテ（＝分からない）なことが多かったです（笑）。
また、直交変調器/復調器のアナログ的特性の不安定さに嫌気がさして、ＴｅｅｎｓｙをベースとしたSD-TRXの検討は、独立したＴｒａｎｃｅｉｖｅｒとして纏めることはせずに、メイン機に繋げるＬｏｗ－ＩＦアダプタとして実用化したので、とりあえず溜飲は下がっているのですが、もっと「ＳＤＲ］らしい構成の機器を作りたいなぁと思っていました。できれば、DSP処理の中身も理解したうえで・・・と。そんななか、Ｔｗｉｔｔｅｒで情報をやり取りさせていただいているＪＦ３ＨＺＢ上保さんが、ＥＳＰ－３２の新しいバージョンで、かなりのＳＤＲ処理ができることをブログで発表されました。この界隈では余りにも有名なので、参照は省きますが、実働コードもしっかり公開されてあって、もう、涎タラタラモード（表現が下品だなぁ）で、早速飛びつくことにしました。
事の発端は、ＪＡ２ＮＫＤさんが「コードを公開してもらえると助かります」とつぶやいて、それにＪＦ３ＨＺＢさんが快く応じたというものだったと思い出しますので、お二方には大変感謝しております。ということで、いつものごとく前置きが長くなるので、この辺で切り上げて本題に入って行こうと思います。なお、コードは「ほぼ」ＦＺＢさんのコピーで、これを骨格として、ちょこちょこモディファイしているだけですが、これを用いて「実際に使うことのできるリグ」として仕上げることを目標にしてみたいと思います。ただ、いつものＰＷＺですから、これから後は「日記的な記録」になりますので、そのあたりはご容赦いただきたく思います。
さて、遊びをスタートするにあたって当座に必要なものを秋月で求めました。ＪＦ３ＨＺＢさんのブログを参考に、ベースバンド処理の基板をささっと作ってみます。
秋月御用達の部品類
ざっと部品を搭載＆配線してみる
基本構成がESP32-S3モジュールと外付けADC/DACとI/O用OPAですから占有面積は少ないのですが、今後TRXを構成するうえで、ある程度のAudio系パーツや、TRX、表示制御のためのI/Oコネクタも搭載が予定されているため、ちょっと大き目の穴あき基板を使っています。ところで、なにをとちくるったか、A/D基板はベース基板に固定してしまっています。これはD/Aモジュールのようにコネクタを介して搭載するべきですね。今のところ不具合は生じていませんが、壊れたら交換が厄介です。
組み上げて動作テストをしようとすると、ADDAプログラム（HZBさんのESP32に取り込んで吐き出す「THROUGH動作」のCode）がウンともスンとも動きません。信号を追っていくとなにやらDACまではシリアル信号らしきものが来ているのですが、これがD/Aされていないようでした。しかし、この様子をつぶやいたら、すぐに情報を戴いて、DACの設定がなされていないことが解りました。
DACの設定
上記のHxLの部分を設定していなかったのですから動くはずはありません（苦笑）。DACの設定を完了して、THROUGHプログラム（AD→ESP32→DA）を動かしてみます。
三角波をTHROUGHさせてみる
上図は三角波を入力（下段の波形）して、DAC出力（上段）を見たものです。Fs＝48ｋｓｐｓで実行しています。入力周波数は１ｋＨｚですが、上段の波形の「山」と「谷」の振幅の急変部を見ると、なまった感じがしますね。これは処理帯域が２４ｋＨｚしか？無いための影響とＯＰＡの動作速度の遅さの影響を受けていると思います。この時点ではＯＰＡにＮＪＭ２７３２（Ｓｒ＝０．２Ｖ／µＳ）を使っていたので、将来的には交換する予定でした。
系の残留雑音
上図は、入力をGNDに短絡した場合の出力スペクトラムで、４ｋHzあたりにヒゲ？が見えますが、あまり大きなレベルではないので、このまま進むことにします。
２-トーンをTHROUGHさせてみる
上図はいつも使っている高純度２-トーン信号を通過させた様子です。歪の発生も少なく問題もなさそうです。
ここで、ExpressifのDSPライブラリを使い始めます。まずは、トーン信号の生成です。Fs＝48ｋｓｐｓで12ｋＨｚのトーン信号をDSPで生成させます。これにはdsps_tone_gen_f32というライブラリを使います。見たところ、トーンの近傍の純度は全くピュアで何の問題もありません（しかし、この関数はこのあと問題が顕在化します）。
キャリア信号（１２ｋHz）を生成させてみる
このキャリアに、ADCからインプットした1ｋHzのシングルトーンを乗算してDSB変調をさせます。
DSB変調したスペクトラム
このスペクトラムを見ると、簡単に７０ｄB以上のキャリアサプレッションが得られます。これは何度も言いますが、「計算」で生成させているので、温度変化や、経時変化といった、アナログでは無視できない「外部要因」でキャリアサプレッションが変化することはありません。波形的には以下のようになります。
ＤＳＢ波形
４８ｋｓｐｓなのでサンプルの刻みがよく見えますが、ま、それっぽい波形ですね。
ということで、次はフィルタの作成に進みます。ツールとしてはいつもの三上さんのFIR作成ツールを用いて計算します。ESP32では最初のトライなので、簡単なものからやってみます。Fs＝48ｋｓｐｓ Ｔａｐｓ＝50 Ｆｃ＝5ｋＨｚのＦＩＲで計算してみます。ここで計算した係数はいつものごとく、ヘッダーファイルにコピペして、これをフィルター係数として、格納すべき配列にインクルードすれば実行できます。
三上アルゴリズムで計算したＦＩＲ
実際の特性1
上図が実際に動作させたFIRの振幅特性です。分解能を上げて、表示点数を多く取ると、減衰域の振動の様子や、タップ数が少ないので、ＦＩＲといえど振幅が微小ですが波打っている様子が解ります。これで、三上さんの計算ツールがしっかり使えることが解りました。ここまで来ると先が見えてきます。
さて、ここで調子にのって三上さんのツールの計算限界である５００タップのフィルタについて動かしてみます。これは、どのあたりの規模のフィルタが実現できるのかを見るためです。この規模感によって、SDRに実装できる機能をだいたい見積もることができるはずです。以下に設計例とその実現の様子を示します。
このフィルタはCFが１２ｋHzで、０ｄB帯域？を２．４ｋHzに取ってでいる限り減衰域を急峻にさせたフィルタになります。これに先のDSB信号のキャリア周波数をオフセットさせて通過させれば、「フィルタタイプ」のSSBが一丁上がりというわけです。
５００タップFIRの設計例
５００タップFIRの実動作例
上の動作例をみると、素晴らしい特性が実現出来ています。９０ｄB近い減衰量と帯域内フラット、シェープファクタは１．１以下と凄いです。これで、FIRですから帯域内は位相フラットになります。Teensy４．０による１６ビット固定小数点系に比べても、（当然ですが）良好な特性になりますね。流石３２ビット浮動小数点系です。
しかし、いくら特性が良くても、処理時間がかかってしまっては、実際のSDRを構成することはできません。なので、動作時間を測ってみることにします。以下の図にそれを示します。
実行時間の測定
この図は上保さんのCodeの中のGPIO４８ピンのモニタで、計算処理をしている間がハイで、ローレベルの時間が残余時間と解釈しています。処理が詰まってくると、サイクルに置けるハイ部分の時間が多くなってきて、ついには、ローレベルの時間が無くなると、処理が追いつかなくなるようです。
５００タップでハイの時間が全体の約40％位ですから、これから逆算すると２．５倍のタップ数である１２５０タップまで処理できそうな勢いです。これはクロックが２４０MHｚであることを考えるとけっこう凄いです。昔、ＴＩのＤＳＰを弄っていた時は、３２ビット浮動小数点処理でＦｓ＝４８ｋｓｐｓの場合、８５０タップ位が限界だったようです。これで、５万円以上していたような。これが今では２０００円でおつりがくるのですから、時代の変化を実感してしまいます。おっと脱線。
さて、ここまでくると、複素ＢＰＦを使った変復調が見えてきます。いままで、ＴｅｅｎｓｙやＳＴＭで使ってきた、基礎となるＬＰＦの係数を元に周波数シフトで複素ＢＰＦ化する手法で、まずはトライします。以下はIFとして１２ｋHzになるように設計した複素BPFのI側の特性です（もちろん振幅はQ側も同じ）。
IF＝１２ｋHzの複素BPFの振幅特性
０ｄB帯域は２．４ｋHz、タップ数は３７０で計算してあります。タップ数を減少させたので、帯域外の減衰量が８０ｄB弱で、減衰域の傾斜が５００タップのものに比べて緩やかになっていますが、依然として十分な特性です。これをSIN/COSの２本用意すれば、振幅制限された９０度位相差を持つI/Q信号が得られることになりますね。
IF＝12ｋHzにおける９０度位相差のI/Q信号
入力信号をIF＝12ｋHz周辺でスイープしてみた
最後に処理時間を示しておきます。
これはFIRのタップ数を３７０×２本として、合計７４０タップ相当にして、この後の処理余裕を持たせています。上図から、このFIRの処理で全体の６０％程度の時間を消費しているようです。残りの４０％で変復調処理ができればいいか・・・と当時は思っていたのですが、大どんでん返しが待っていました。
長くなってきたので、この後については来年に持ち越したいと思います。今年最後のUPになりました。今年もかなり独善的なHPでしたが、懲りずにご覧いただきありがとうございました。来年もよろしくお願い申し上げます。
＜SSBの送受信＞ 【2023.1.31】
いや～～、年が明けたと思ったらあっという間に1月末です。なんとも時の経過の早いこと！こちらのまとめが追いつきません。
さて、年末はライブラリで正弦波を生成したら、とんでもなく時間がかかって、これではあとのDSP処理がまったくできないじゃないか。。。。で終わってしまったのですが、今思うに当時は「こんな調子じゃ、このあと続けられるのか？」と思ってしまいました。しかし、心配は無用です。困ったときは、JF3HZBさんのブログを読むに限ります。なんと、超スマートな正弦波生成Codeがありました。
任意の周波数の正弦波を発生させるとなると、ライブラリのように時間がかかる（らしい）のですが、信号処理上の工夫をすれば、テーブル参照するだけで、正弦波が出せます。Fs/４にキャリアを立てるとするならば、Fs毎に０，１，０，－１を繰り返し出力すればそれが（０～Fs/2の帯域で観測すれば）正弦波になります。９０度位相をずらすには、同じタイミングで１，０，－１，０でOKです。これは、当たり前といえば当たり前なのですが、このあと信号処理を行う上で、キャリアと信号をFs毎に加減乗除する際に必要なキャリアの振幅は０か１しか計算上必要ないということなのですね。あくまでもキャリアをFs/4に取る場合に限りますが。
ということで、FS＝４８ｋHzで１２ｋHzのキャリアを生成してみます。同時に９０度位相差の信号も出せます。
１２ｋHzの正弦波スペクトラム
９０度位相差信号の生成
見事にシングルトーンが生成されていますね。スプリアスの全くないきれいなスペクトラムです。９０度位相差のSin/Cos信号もまったく問題ありません。 さて、ここまでくると、SSB化まで行ってみましょう。前回示した３７０タップの複素BPF（但しCFは音声帯域の1.5ｋHz）を使ってえいや！と作ります。構成についてはNucleo F446やTeensy 4.0で今までに何度も書いているので省略します。以下がその様子です。
SSB生成スペクトラム
あれれ？？？なんだか逆サイドバンドが盛大に漏れています。－４０ｄBって、アナログのへなちょこDBMでも、SSBフィルタを通した後ならばもっとましなレベルになるはずなのに、なんだかおかしい・・・です。ちょっと考えられないのですが、もしかしたらOPAのゲインアンバランスが原因かもと思って、以下に示すようにバランス調整回路をつけてみました。
入力OPAのDCオフセット分を調整できるように評価ボードを改造
入力OPAのDCオフセット調整で改善
結果はというと、まぁ２０ｄBくらいは改善できたのですが、－６５ｄBくらいですから、DSPとしては全く満足できるレベルにありません。このあと、いろいろと足掻いたのですが、これ以上の改善ができないようでした。
一応、DEMOについても確認してみました。12ｋHzのキャリアに対して、送信と同じ複素フィルタを用いて、DSP内QSD？を組んで、復調出力を見てみます。
１１ｋHz（LSB）のシングルトーンが１ｋHzに変換（SSB検波）される様子
１１ｋHzのトーンを入力するとこのようにしっかりとLSB復調出力は１ｋHzになりまして、この場合、DSP内QSDとして気にしなければならないのは、イメージリジェクションです。なので、１３ｋHz（USB）の同レベルの信号を突っ込んで、復調出力を見たのが以下の図です。
１３ｋHz（USB）のシングルトーンが１ｋHzに変換（SSB検波）される様子
このUSB復調出力と先のLSB復調出力のレベル差をみればイメージリジェクションレシオがわかります。その値は無調整で６０ｄBになるので、この値であれば、ギリギリ問題は生じないと思われます。また、復調出力スペクトラムに致命的なＳｐｕｒ．も無く、いい感じじゃないでしょうか。というところで、Fs＝４８ｋｓｐｓにおける基本的な動作を確認したという塩梅になります。
次はQSDをつなげて、あまり好きではない「ゼロIF方式」で様子を見ることにしましょう。「ゼロIF方式が好きではない」というのはQSDのアナログ安定度がイメージ受信特性をスポイルしてしまう理由からです。送信側ではこれが狭い帯域のイメージスプリアスになります。しかし、まぁ、新しいプラットフォームなので、「あくまで確認の意味で」実験してみました。
QSDとローカルOSC
Si5351（左）とSi570（右）の出力が利用可能
QSDは74CBTLV3253に高速ゲートのFFを追加して９０度位相差を作っている
5351の位相差生成は利用しない
ここで、Teensyを弄った時の実験系のうち、QSDとローカルOSCを引っ張り出してきました。QSDには高速シングルゲートの７４相当のFFで１/４分周器がついたもので、ローカルOSCはSi570とSi5351が動かせるモノです。この時点ではI2S制御線切り替えで、５７０/５３５１を切り替えていますが、このあと共通のI2Cとし、いずれも制御できるようになっています。これはゼロIFからLow
IF方式に変更する予定があるからです。いままで、あちこちで書いてきたので、詳細は省略します。
この「RX」の特性を以下に示します。
SINADとImage Rejecttion特性
これを見ると、HFから５０MHｚにかけて、感度もイメージ抑圧もいい感じに保たれていて、一瞬、これでもいいかな？なんて思ってしまいますね。ローカルの９０度移相器に高速ＦＦを使ったせいかもしれないと思ったのですが、これは、以前のＴｅｅｎｓｙの検討でも使っていたので、あとは、ＥＳＰ３２にした場合の計算精度の向上（Ｔｅｅｎｓｙの１６ビット固定小数点からＥＳＰ３２の３２ビット浮動小数点）が好影響？を及ぼしているのか？ちょっとそこまでは追えていません。但し、ＱＳＤのアナログバランスがずれると途端にイメージ抑圧は劣化するので、ここは大事をとって、Ｌｏｗ ＩＦとしておこうと思います。
ここまでやるとゼロIF系でもAMの確認もしてみたくなります。AMの復調は√（Re^2+Im＾2）でできますから、I/Q信号を同じ特性のBPF（ここではReal側と同じ特性でImage側も構成）を通過させて、先の演算を行えば、簡単にできてしまいます。３０％変調波を用いて、先ほどのSINADで比較してみると７MHｚの-１００ｄＢｍ時ではＳＩＮＡＤ＝１６ｄＢとＳＳＢに比べて訳１０ｄＢの劣化になります。ま、そんなもんでしょうかねぇ。
ここまでで、練習のためのゼロＩＦの検討は終わりにします。すでにＪＦ３ＨＺＢさんが、Ｆｓ＝９６ｋｓｐｓで復調、変調の例を示していただいていたので、早急にこちらの移植を進めることにします。まずは、Low-IFを２４ｋHzに選んでSSBを発生させてみます。
キャリア２４ｋＨｚ時の１ｋＨｚシングルトーンＬＳＢの発生
キャリア２４ｋＨｚ時のツートーンＬＳＢの発生
IF周波数が倍の２４ｋHzになりました。こうなると、この信号を２ｎｄ ＩＦに上げる場合にイメージ抑圧のためのIFフィルタに余裕が出てきます。Ｌｏｗ ＩＦの変調に関してはＪＦ３ＨＺＢさんはＣｏｄｅを公表されていないので、復調のCodeを参考にしながらPWZ流に組んでみました。アルゴリズムはHZBさんのオリジナルをそのまま使わせていただきます。復調側のCodeをよーくにらむと変調側もCodeを書くことができてしまいます。
で、実際に測定されたのが上の特性というわけです。まずはシングルトーンの場合ですが、キャリア、逆サイドバンドともに十分減衰しています。これは気持ちがいいです。高い周波数にSpur.が見えますが、これはAnti Alias Filterを少しさぼっているので、おいおい抑圧するつもりです。また、２ｎｄ ＩＦにアップコンバートしてＸＦでフィルタリングするつもりなので、問題ないと思っています。
２－ｔｏｎｅの場合はダイナミックレンジが６ｄＢ減るので、逆サイドが－７３ｄＢとなっていますが、まぁ、十分な値であると言えます。広域のノイズも同じようにゆくゆくは消えて無くなる算段があります。
ちなみにHZBさんの変調回路を見ると複素ミクサーが使ってあってLow IFにおいてもI/Qの直交信号が得られるようになっています。この構成だと、このあとのミクサーに直交ミクサーが使えるので、第二IFにおけるイメージの抑圧に有利だということができます。興味があったので、このI/Q信号を以下に示します。
Low IF＝２４ｋHzにおける２－Ｔｏｎｅ信号のＩ/Ｑ成分
Low IF＝２４ｋHzにおける２－Ｔｏｎｅ信号のＩ/Ｑ成分（拡大してみる）
青と赤がそれぞれＩ／Ｑ成分を見ているわけですが、拡大写真をみると、どうやらＬｏｗ ＩＦ帯で９０度の位相差があることが見て取れます。複素ミクサーを通しているので当たり前といえば当たり前なのですが、実際に複素ミクサーは複素入力信号と複素Ｌｏｃａｌ信号を掛け算する機能なのですが、ブロック図をみると、複素数の掛け算そのものを実行していることがわかりますね。なんだか高校時代の数Ⅱだか？で習った通りのお話になるわけですね（脱線）。
さて、TX側がうまくいったので、RXに移っていきましょう。いままでのFs＝４８ｋｓｐｓからＨＺＢさんの９６ｋｓｐｓで１/６のデシメーションを行う構成になります。構成とプログラムコードの例はＨＺＢさんが極めてわかりやすい形にまとめて頂いたので、これは本当に大助かりで、勉強するための最良の教材ということができると思います。
いままではＴｅｅｎｓｙでゼロＩＦのアナログ的不安定さに嫌気がさしていたので、今回はＬｏｗ ＩＦとXtal Ｆｉｌｔｅｒを使ったダブルコンバージョン方式にすることに決めていました。なので、ＩＦフィルタを作らなければなりません。しかし、このＸＦが結構難物でして、帯域はある程度広く、例えばＦｓ＝９６ｋｓｐｓならば最低でも４８ｋＨｚ近辺は実現したいのですが、通常手にはいる市販の水晶発振子で作るＸＦではほとんど不可能です。
かといって、ＬＣ Ｆｉｌｔｅｒではまったくもって役不足（帯域外減衰量の観点）なので、やっぱりＸＦでどこまでできるか考えないといけないでしょう。このＩＦフィルタの目的は、Ｌｏｗ ＩＦ＝２４ｋＨｚを採用することによって不可避的な、ＲＸにおいては４８ｋＨｚ離れのイメージ受信の抑圧、ＴＸにおいても同じく４８ｋＨｚ離れのイメージスプリアスの撲滅です。
この大事なIFフィルタですが、なんだかんだ言って特性を担保するのはXtal Filterに頼らざるを得ません。しかし、作りやすいラダー型フィルタだと直列/並列共振周波数差があまり離れたものは、特注品以外では得ることができないので、通過帯域幅に関しては妥協せざるを得ないことになります。そうは言っても「受信機」を名乗るのであれば、主帯域制限の前の通過帯域は採用している通信システムにおいて最小であるべきで、何も考えずにワイドバンドにしてしまうと、いろいろな妨害に弱くなるので、ま、こんな帯域でも良しとしましょうか（苦笑）。
ということで、部品箱の水晶発振子をざっと見渡して、直並列共振周波数をあたってみると、１３．４MHｚの水晶の直並列共振周波数差が３５ｋＨｚ程度あることがわかりました。これならこの半分程度の帯域（～18ｋＨｚ）のフィルタを作ることが可能だと判断しました。
第一ＩＦフィルタに使う予定のラダー型ＸＦ
このXFは比較的直並列共振周波数をそろえたクリスタルを選別して、ラダーで作ったのですが、振幅特性の「肩特性？」の向上のために両端のクリスタルは並列にしてあります。また、ここは「ギリギリ」特性を詰めるために各エレメントのキャパシタは微調整の可能なトリマコンデンサとしています。このトリマは秋月で売っているもので十分で、けっこうＱは高いようです。もちろん、昔のＱが１０００を超えるような良質なセラミックトリマーには全く及びませんが、ＸＦを作るには「なんとか妥協して」使用可能です。
振幅特性
減衰域特性
まずは通過帯域特性ですが、帯域を目いっぱい広げようとチューンしてみました。その分、低い周波数域の減衰がスポイルされるように見えますが、イメージ抑圧のためにはアッパーローカルにしますので、あまり気にすることはないでしょう。４８ｋHz離れだと、すでに７０ｄBもの減衰が得られているので、まったく問題はありません。これだけ急峻だと、帯域内の位相特性もきになりますが、帯域が１８ｋHzあるうちの中心のたかだか±３ｋHzていどの部分しか変復調には使わないのであまり位相の乱れには気を遣う必要はないと思います（これが±３ｋHzの通過帯域のXFだと大いに問題となるかもしれませんが）。
４８ｋHz離れも気になりますが、送信時はCodecのオーバーサンプル周波数の３８４ｋHz離れのスプリアスも気になりますのでこの点の減衰量も測っておきました（上記2枚目）。もともとここはCodecのアンチエイリアスフィルタで５０ｄBくらいは落ちているので、このフィルタでさらに５０ｄB以上の減衰が得られれば、まったく問題になることはないでしょう。
調子にのって同じ中心周波数の通過帯域が８ｋHzのラダーフィルタも作って見ました。以下に示しますが、けっこういい特性が得られています。最終的に使うかどうかは、今後の検討次第ですね。
帯域８ｋHzのラダー型XFの様子
振幅特性
さて、そろそろTRXとしてまとめていく方法を考えないといけません。実験中に各機能モジュールが宙ぶらりんだと、ショート事故の起きる確率が高くなるので、モジュールを固定する手立てを考えたほうがよさそうです。そこで以前にTeensy４．０で不安定なSDRもどきを作っていた時の手法を踏襲することにします。
実験基板を準備してみる
ちょっと拡大
こんな感じでLow IFのDSPにQSDやQSE、IFフィルタ、周波数シンセサイザ等を固定して行きます。全面アース基板に固定していく方法なので、高周波特性に関しては問題が生じにくいと思います。問題があるとすればシールドでしょうが、まぁ、RXの場合、高いゲインがあるので、シールド程度ではスプリアスを受けるときは受けますし、主なものはシンセサイザ由来のものが多いでしょうから、あまり厳密にシールドしても徒労に終わることも少なくありません。TXの場合、スプリアス防止という面ではシールドはほとんど意味をなしません。シンセサイザ由来とか、減衰量の足りないBPF由来とか、シールドしてもダメなケースが多いように思います。まぁ、効果があるとすればAMPの発振抑圧でしょうね。
さてと、長くなりました。ここらで一息つきたいと思います。このあたりまで来るとCodeの「動き」も何となくわかってきたので、まだまだLow IFにおいてですが、送受信切り替えをやってみました。DSPの場合の送信/受信の処理を切り替えるときには、処理していたデータが全くの無関係なデータに切り替わるので、その時に発散してしまわないかと素人的な心配がありました。
受信から送信に切り替え
送信から受信に切り替え
上図は送受信切り替え時の信号の変化です。受信は２３ｋHzシングルトーンを受信していて、送信側は２トーン（１ｋHz/１．８ｋHz）をLow IF＝２４ｋHzのLSBを生成して見ています。いずれの図も黄色の送受切り替え信号をESP32が取り込んで（チャタリングキャンセルをやっていないので少しバタバタしていますが）、受信→送信、あるいは送信→受信にプログラムの動作の流れを切り替えて見た様子です。いきなり、処理中のデータがぶっちぎられて新しい信号が入ってきて、それがディジタルフィルタ類を一巡して出力される様子を見ています。
まず、送受信ともに切り替え時間は２０ｍS前後ですので、この時間そのものは全く問題になることはないでしょう。しかし、受信→送信時は信号のバタつきは無いようですが、送信→受信時は激しく振幅がバタついてしまいます。ほおっておくと「キン！」という感じに聞こえるので、これについては復調パスをしばらくミュートしておく処理が必要になっりますね。ま、これはそんなにむつかしくないので、あとでゆっくりやることとします。
さて、長くなるので、今回はこの辺で切り上げたいと思います。
＜IFフィルタと送信系＞ 【2023.2.28】
さて続きを見ていきましょう。前回までに送信ができるようになって、IF帯まで信号がでるようになりました。この状態のSSBのスペクトラムと近傍のスプリアスを見ておきましょう。
２-Tone波形（IF出力）
近傍スプリアス
２－Tone波形に関しては逆サイド/キャリアの漏れもなく良好な波形が得られます。アナログBMだと一時的には良好な波形が得られても、長期安定性に関しては保障ができません。ディジタル処理ならではの利点ですね。
近傍のスプリアスに関しては、DACのオーバーサンプリングのクロックである３８４ｋHz離れの漏れを見てみましたが、IFフィルタの帯域外減衰量が大きいので、まったく漏洩していません。安心できるシグナルソースに仕上がっています。
これから使うかもしれないモジュール達
上図はこのあとTRXに転用できるかもしれないモジュール達です。上段左から、AD9952DDS（ローカルOSC）、Arduino（RE制御の高速化のために、ProMiniを交換する？）、AD９８５１DDS（あれ？何に使うつもりだったのか忘れた：笑）、中段左からBGA６０１AMP（プリドライバ？）、２４MHｚのプラグインＢＰＦ、下段左から、ＳＬ６４４０ハイレベルミクサー（ＴＲＸで切り替え使用？）ＲＤ１６ＨＨＦ１（ドライバー）です。他の製作の余りや当面使わないモジュールにここで活躍してもらおうと思います。
２０Wリニアアンプ
当時を振り返ると、これ（↑）はPAとして別筐体で流用しようかと考えていたようです。まだ、全体をどうまとめるか、あまり考えていなかったので、「有りもの」でなんとか済まそうと思っていました。肝心なSDR本体をどうパッケージングするかも決まっていなかったの、暫定的にこんな感じ・・・と思っていたようです。今の状況と比べるとだいぶ異なっていることに気が付きます。
さて、これから先に進めるにはIFから、各ハムバンドに周波数変換するミクサーユニットとBPFが必要になります。
ミクサー、ＢＰＦユニット
これをとりあえず配置してみました。真ん中に鎮座SL6440なるハイレベルミクサーは太古の昔から高IP、比較的高ゲインで重宝されてきました。PWZもSDR-3の周波数変換部に採用した実績があり、今回も採用することにします。確か、このユニットはその時に試作したユニットの余剰品だったと思います。これを送受ともに使用します。入出力にリレーを配して、信号の切り替えを行います。
一番下にはμPC１６７７Cの送信用アンプ（ミクサー前）を用意していますが、その後の検討で、これは不要なことがわかりました。なので、現在は使っていません。
最上段はプラグイン式のBPFを準備してあります。プラグインの接点部分は５ピンのピンヘッダー/ソケットを使っています。５ピンのうち真ん中のピンを信号に、その他をGNDに配置すると、結構特性が担保できます。１００ＭＨｚくらいまでは神経質にならなければ、十分利用可能です。
このあとは、アナログ送受信系を構築していくわけですが、この時点ではバンド拡張はどこまで行うか決めていなかったために、とりあえず特性評価のプラットフォームだけは作っておいたというところです。この図では、２４MHｚのユニットが刺さっていて、こんな感じで試験します。
さて、まずは一番最初に７MHｚのＢＰＦを用いて送受信特性を見てみます。
７ＭＨｚのＢＰＦでチェックの様子
最初はミクサーのＩＩＰ３を見ます。今回は変換利得重視モードで回路を組んでいるので利得は１０ｄＢとなっています。この状態で入力が７ＭＨｚ帯の－１０ｄＢｍ×２の２－Ｔｏｎｅを入れてIF周波数の１３．４MHｚに周波数変換させました。
ＳＬ６４４０ＣのＩＩＰ３
ＩＭ３は－６４ｄＢですから、ＩＩＰ３は２２ｄＢｍとなって、パッシブＤＢＭで比較するなら最良の値です。利得が１０ｄＢあることを勘案すると使いやすいＩＣだと思います。利得が０ｄＢ近辺で良ければ、ＩＩＰ３は３０ｄＢｍ以上が期待できますが、今回の製作ではこの特性に重点を置いているわけではないので、構成の簡素化（ＡＭＰが一段不要になる）を重視して、これで行くことにします。
次は送信側です。ＳＷを切り替えて、ＢＰＦを挿入しますが、まずはその特性です。
直列共振型３段ＢＰＦの近傍特性
直列共振型３段ＢＰＦの広帯域特性
このBPFで送信スプリアスを見たのが下の図です。13.4MHｚのＩＦ信号（キャリア）をＤＳＰとＱＳＥで発生させて、ＳＬ６４４０Ｃミクサーに入力します。
ミクサーの送信スプリアス
これを見るとワイドスパンで－７０ｄＢ以下の特性が得られており、まったく問題がありません。但し、ここは比較的スプリアスの少ないSi570でローカルを構成していたので、Si5331とかのスプリアス満載のローカルを使う場合は、相当に注意しないといけないでしょう。また、逆に先に示したようにAD9952DDSであればかなり楽になるとは思いますが。
さて、７MHｚならばＩＦ周波数は１３．４ＭＨｚでもなんら問題がないのですが、１４ＭＨｚ帯に出るには無理があります。ＩＦと送受信周波数が近すぎて、１４ＭＨｚ帯を送信しているつもりが、ＩＦ信号が「スプリアス」として残留しちまうという情けない形になりそうです。また、２８ＭＨｚもＩＦ周波数×２が２６．８ＭＨｚになるので、これもまた分離がむつかしいという状況です。さらには５０ＭＨｚ帯はＩＦ×４が５３．６ＭＨｚとなって、バンド内スプリアスと相なってしまいます。
これは、ＨＦ～５０ＭＨｚのマルチバンドを狙う場合は、IF周波数は１３．４MHｚ以外を用意する必要がありそうです。ということで、またまた手持ちの水晶から直列－並列共振周波数差の大きなものを選択してみました。
確か秋月で購入した２０MHｚの水晶でしたが、これが直列－並列共振周波数差が４０ＫＨｚ近くあるので、これはいい塩梅だと飛びつきました。これを使って、ぎりぎり特性を詰めて作ったＩＦフィルタが以下のブツです。
２０ＭＨｚのＩＦフィルタ
入出力の整合のLマッチにジャンクのエアトリマーを使ったり、段間のトリマは大型のセラミックトリマを使ったり、かなり気を使ったIFフィルタです。調整はもちろんTGやVNAがないとなかなか難しいですね。中心周波数の上側周波数領域の減衰と帯域内平坦さをできる限り詰めた振幅特性が以下の図になります。
２０MHｚのＩＦフィルタの帯域内特性
帯域外特性
副共振応答が半端ないな---！
通過帯域をできる限り拡大したので、対域外の減衰特性がかなりいびつ（下側周波数の減衰量が少ない）になっているのと、上側周波数における副共振がかなり大きくなって（これは水晶の素性か）しまっています。DSPの処理する２４KHｚから２０MHｚにアップさせるにはＳｉ５３５１を使うので、スプリアスが残留しないか気になってしまうところではあります。±384kHzは甘くなって-40dB程度でしたが、まぁ問題ないでしょう、もともと－５０ｄBとかのスプリアス量ですから。
さて、このIFフィルタは１３．４MHｚとバンドに応じて切り替えて使わないといけません。リレーでやれば簡単ですが、今回はアナログスイッチでやってみました。ＴＲＸで信号経路を切り替える必要があるために、ＳＰＤＴアナログスイッチを背中合わせにつないで、ＴＸ／ＲＸを切り替えた信号にして、さらには１３．４ＭＨｚと２０ＭＭＨｚのＩＦフィルタを切り替えることができるように、フィルタの両端に同じスイッチモジュール？を配置します。下の図がそれです。
送受切り替え＆IFフィルタ切り替えアナログSWの様子
上図の左の二本の同軸がQSE（TX）/QSD（RX）に繋がり、右が２本のIFフィルタに繋がっています。アナログSWはいつものSN７４LVC１G３１５７です。この回路はいろいろなところで使いそうな気がするので、基板を作っておいてもいいかなぁといつも思うのですが、いつも手がつかずにいます。どこかで取り組まないと、やがては作るモノが無くなって、結果的に使う場所がなくなってしまう気がする（笑）。
IFフィルタとアナログSWを実装してみる
こんな感じにIFフィルタと切り替えSWを実装します。あとは、バンドに応じてIFフィルタを切り替えるように制御すればOKです。いまのところ、１３．４MHｚのＩＦフィルタを使うバンドは７/１８/２１/２４ＭＨｚ帯で、２０ＭＨｚＩＦフィルタを使うバンドは１４/２８/５０ＭＨｚ帯を想定しています。ここまでできたので、早速１４MHｚの動作を見てみます。
１４ＭＨｚのＢＰＦをＴＲＸミクサーに挿入する
上図のようにＴＲＸミクサーに１４ＭＨｚの直列共振型ＢＰＦを挿入して様子を見ておきます。以下は２－Ｔｏｎｅ信号、近傍スプリアス、広帯域スプリアスの様子です。
２－Ｔｏｎｅで変調したＵＳＢ信号スペクトラム
近傍スプリアス
ワイドスパンにおけるスプリアス
これを見ると、２－Ｔｏｎｅのスペクトラムのキャリサプとサイドサプが－７０ｄＢ以下になって「いない」のが何故なのかわかりませんが、おいおい再試験しておきます。スプリアス特性については、十分良好と考えていいと思います。
このように、ＩＦフィルタを二系統用意するという離れ業で、各種のスプリアス発生を切り抜けているのですが、もちろん、例えば９ＭＨｚといった周波数である程度の帯域幅（２０ｋＨｚ以上）を有するクリスタルフィルタが入手できれば、ＩＦ周波数は１種類でいいと思います。しかし、まぁ、望むべくもないので、手持ちの部品を総動員して乗り切っていくというのが当面の戦術になりますかね（ふぅ）。
と、ここまでで一応ＴＸの構成法については目途が立ちそうなので少し横道に逸れます（が重要な内容です）。実は、いままで弄ってきたＩＦフィルタはクリスタルフィルタではありますが、セラミックトリマーコンデンサでカリカリにチューンしてあります。しかし、この特性が、実際のＴＲＸで実現できているかは、若干怪しいところがあります。
というのも、ＴＧ＋スペアナでは５０Ωのイメージ成分ゼロの整合状態ですが、実際のＴＲＸの場合はそうは上手く行きません。これで、帯域内の振幅/位相特性は「うねって」いる可能性があります。実装状態では、通過帯域内の中心周波数より低い部分の振幅は「盛り上がって」いるように見えます（これは以降のバンドスコープでわかってきました）。なので、ＴＲＸへの実装状態でＩＦフィルタを調整したいものです。
実装時IFフィルタの特性測定系
上図はIFフィルタをTRXに実装した状態で振幅特性を測定するしかけです。TRXではIFフィルタの前後にミクサーがあるために、TGで直に測定することができません。TRXの外部にミクサー２組を用意して、TG出力の周波数をスペアナで測定できる周波数に戻してやるという仕掛けです。
昔、ここで、真空管機のＩＦフィルタを実装状態でその特性を測ったことがあり、実績のある方法です。但し、この時はミクサーがＤＵＴ内に一個だったので、比較的楽に測定できましたが、今回はどうなるか・・・・。
さて、話変わって、手慰みでAMも見ておくことにします。深い変調が楽に実現できて、歪も少ないきれいなAM波形が得られます。この信号のリニアな増幅は気を使って骨が折れるのですが、大きな変調器が必要無いことを考えると、小電力変調の採用も大きなメリットがありますね。
AM変調波形
AM変調スペクトラム
（続く）